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目录实验一 抽样定理和脉冲调幅PAM实验……………………1实验二 脉冲编码调制PCM实验…………………………9实验三 增量调制ΔM编译码实验………………………18实验四 移相键控PSK实验………………………………28实验五 HDB3码型变换实验………………………………40实验六FSK电力线载波通信实验…………………………48实验七 数字基带信号处理实验…………………………60实验八 通信系统原理课程设计数字信号的基带传输…88实验一抽样定理和脉冲调幅(PAM)实验
一、实验目的
1、验证抽样定理;
2、观察了解PAM信号形成过程,平顶展宽解调过程;
3、了解时分多路系统中的路际串话现象
二、实验原理和电路说明
1、概述在通信技术中为了获取最大的经济效益,就必须充分利用信道的传输能力,扩大通信容量因此,采取多路化制式是极为重要的通信手段最常用的多路复用体制是频分多路复用FDM通信系统和时分多路复用TDM通信系统频分多路技术是利用不同频率的正弦载波对基带信号进行调制,把各路基带信号频谱搬移到不同的频段上,在同一信道上传输而时分多路系统中则是利用不同时序的脉冲对基带信号进行抽样,把抽样后的脉冲信号按时序排列起来,在同一信道中传输利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时间样值的过程称为“抽样”,抽样后的信号称为脉冲调幅PAM信号在满足抽样定理的条件下,抽样信号保留了原信号的全部信息并且,从抽样信号中可以无失真地恢复出原信号抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位数字通信系统是以此定理作为理论基础的在工作设备中,抽样过程是模拟信号数字化的第一步抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标图1-1单路PCM系统示意图作为例子,图1-1示意地画出了传输一路语音信号的PCM系统从图中可以看出要实现对语音的PCM编码,首先就要对语音信号进行抽样,然后才能进行量化和编码因此,抽样过程是语音信号数字化的重要环节,也是一切模拟信号数字化的重要环节为了让实验者形象地观察抽样过程,加深对抽样定理的理解,本实验提供了一种典型的抽样电路除此,本实验还模拟了两路PAM通信系统,从而帮助实验者初步了解时分多路的通信方式
2、抽样定理抽样定理指出,一个频带受限信号mt如果它的最高频率为fH即mt的频谱中没有fH以上的分量,可以唯一地由频率等于或大于2fH的样值序列所决定因此,对于一个最高频率为3400Hz的语音信号mt,可以用频率大于或等于6800Hz的样值序列来表示抽样频率fs和语音信号mt的频谱如图1-2和图1-3所示由频谱可知,用截止频率为fH的理想低通滤波器可以无失真地恢复原始信号mt,这就说明了抽样定理的正确性实际上,考虑到低通滤波器特性不可能理想,对最高频率为3400Hz的语音信号,通常采用8KHz抽样频率,这样可以留出1200Hz的防卫带,见图1-4如果fs<2fH,就会出现频谱混迭的现象,如图1-5所示图1-2语音信号的频谱图1-3语言信号的抽样频谱和抽样信号的频谱在验证抽样定理的实验中,我们用单一频率fH的正弦波来代替实际的语音信号,采用标准抽样频率fs=8KHz改变音频信号的频率fH分别观察不同频率时,抽样序列和低通滤波器的输出信号,体会抽样定理的正确性图1-4留出防卫带的语音信号的抽样频谱图1-5fs<2fH时语音信号的抽样频谱验证抽样定理的实验方框如图1-6所示在图1-8中,连接TP8和TP14,就构成了抽样定理实验电路抽样电路采用场效应晶体管开关电路抽样门在抽样脉冲的控制下以每秒八千次的速度开关T1为结型场效应晶体管,T2为驱动三极管当抽样脉冲没来时,驱动三极管处于截止状态,-5V电压加在场效应晶体管栅极G,只要G极电位负于源极S的电位,并且|UGS||UP|,则场效应晶体管处于夹断状态,输出信号为“0”抽样脉冲来时,驱动三极管导通,发射极+5V电压加到驱动二极管,使之反向偏置从截止到导通的跳变电压经跨接在二极管两端的电容加到场效应晶体管的G极使栅极、源极之间的电压迅速达到场效应晶体管导通的数值,并一直达到使源极电压等于漏极上的模拟电压这样,抽样脉冲期间模拟电压经场效应晶体管开关加到负载上由于抽样电路的负载是一个电阻,因此抽样的输出端能得到一串脉冲信号此脉冲信号的幅度与抽样时输入信号的瞬时值成正比例,脉冲的宽度与抽样脉冲的宽度相同这样,脉冲信号就是脉冲调幅信号当抽样脉冲宽度远小于抽样周期时,电路输出的结果接近于理想抽样序列由图1-6可知,用一低通滤波器即可实现模拟信号的恢复为便于观察,解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成,低通滤波器的截止频率为3400Hz图1-6抽样定理实验方框图
3、多路脉冲调幅PAM信号的形成和解调多路脉冲调幅的实验框图如图1-7所示在图1-8电原理图中,连接TP8和TP
11、TP13和TP14就构成了多路脉冲调幅实验电路分路抽样电路的作用是将在时间上连续的语音信号经脉冲抽样形成时间上离散的脉冲调幅信号n路抽样脉冲在时间上是互不交叉、顺序排列的各路的抽样信号在多路汇接的公共负载上相加便形成合路的脉冲调幅信号本实验设置了两路分路抽样电路图1-7多路脉冲调幅实验框图多路脉冲调幅信号进入接收端后,由分路选通脉冲分离成n路,亦即还原出单路PAM信号发送端分路抽样与接收端分路选通是一一对应的,这是依靠它们所使用的定时脉冲的对应关系决定的为简化实验系统,本实验的分路选通脉冲直接利用该路的分路抽样脉冲经适当延迟获得接收端的选通电路也采用结型场效应晶体管作为开关元件但输出负载不是电阻而是电容采用这种类似于平顶抽样的电路是为了解决PAM解调信号的幅度问题由于时分多路的需要,分路脉冲的宽度τS是很窄的当占空比为τS/TS的脉冲通过话路低通滤波器后,低通滤波器输出信号的幅度很小这样大的衰减带来的后果是严重的但是,在分路选通后加入保持电容,可使分路后的PAM信号展宽到100%的占空比,从而解决信号幅度衰减过大的问题但我们知道平顶抽样将引起固有的频率失真PAM信号在时间上是离散的,但在幅度上却是连续的而在PCM系统里,PAM信号只有在被量化和编码后才有传输的可能本实验仅提供一个PAM系统的简单模式
4、多路脉冲调幅系统中的路际串话路际串话是衡量多路系统的重要指标之一路际串话是指在同一时分多路系统中,某一路或某几路的通话信号串扰到其它话路上去,这样就产生了同一端机中的各路通话之间的串话串话分可懂串话和不可懂串话前者造成失密或影响正常通话;后者等于噪声干扰对路际串话必须设法防止一个实用的通话系统必须满足对路际串话规定的指标在一个理想的传输系统中,各路PAM信号应是严格地限制在本路时隙中的矩形脉冲但如果传输PAM信号的通道频带是有限的,则PAM信号就会出现“拖尾”的现象,当“拖尾”严重,以至侵入邻路隙时,就产生了路际串话在考虑通道频带高频端时,可将整个通道简化为图1—9所示的低通网络,它的上截止频率为f1=1/2πR1C1图1-9通道的低通等效网络为了分析方便,设第一路有幅度为V的PAM脉冲,而其它路没有当矩形脉冲通过图1-9a所示的低通网络,输出波形如图1-9b所示脉冲终了时,波形按R1C1时间常数指数下降这样,就有了第一路脉冲在第二路时隙上的残存电压——串话电压ΔU,这种由于信道的高频响应不够引起的路际串话就叫做高频串话当考虑通道频带的低频端时,可将通道简化为图1—10所示的高通网络它的下截止频率为f2=1/2πR2C2由于R2C2τ,所以,当脉冲通过图1-10a所示的高通网络后,输出波形如图1-10b所示长长的“拖尾”影响到相隔很远的时隙若计算某一话路上的串话电压,则需要计算前n路对这一路分别产生的串话电压,积累起来才是总的串话电压这种由于信道的低频响应不够而引起的路际串话就叫做低频串话解决低频串话是一项很困难的工作图1-10通道的高频等效网络限于实验条件,本实验只模拟了高频串话的信道以上几部分电路所需要的定时脉冲均由图1-8中的定时电路提供
三、实验仪器双踪同步示波器SR8
四、实验内容与步骤一抽样和分路脉冲的形成用示波器和频率计观察并核对各脉冲信号的频率、波形及脉冲宽度,并记录相应的波形
1、在TP1观察主振脉冲信号
2、在TP2观察分路抽样脉冲;在TP3观察分路抽样脉冲
3、在TP2′观察分路抽样脉冲;在TP3′观察分路抽样脉冲
4、用双踪示波器比较(TP2)—(TP2′),(TP3)—(TP3′)的时序二验证抽样定理
1、正弦信号从TP4输入,fH=1KHz,幅度2VP-P
2、连接(TP2)—(TP6)
3、以TP4作双踪同步示波器的比较信号,观察TP8抽样后形成的PAM信号调整示波器触发同步,使PAM信号在示波器上现示稳定,计算在一个信号周期内的抽样次数核对信号频率与抽样频率的关系
4、连接TP8—TP14,在TP15观察经低通滤波器和放大器的解调信号测量其频率,确定和输入信号的关系,验证抽样定理
5、改变fH,令fH=6KHz,重复
2、
3、4项内容,验证抽样定理三PAM信号的形成和解调连接TP8—TP
11、TP13—TP
14、TP3—(TP12,观察并画出以下各点的波形
1、在TP4输入正弦信号,fH=1KHz,幅度2Vp-p
2、以TP4作为双踪同步示波器的比较信号,在TP8观察单路PAM信号
3、在TP13观察选通后的单路解调展宽信号,用示波器读出τ的宽度(用μS作单位)
4、在TP15观察经低通滤波器放大后的音频信号
5、改变输入正弦信号的频率fmax≤
3.4KHz可取
500、1K、2K、3K,在TP15测量整个系统的频率特性测试数据填入下表fHz500100020003000TP15(V)四多路PAM系统中的路际串话现象连接TP2′—TP12,接入分路选通脉冲
1、在TP4输入正弦信号,fH<1KHz
2、在TP15观察第一路串入第二路的信号,用示波器观察并测量其频率和幅度
3、连接TP8—TP
9、TP10—TP11,将开关K向下置于电容C11处,重复
1、2项的内容,并与之比较
4、将开关K向上置于电容C12处,重复
1、2项的内容,并与
2、3项的结果比较
五、实验报告
1、整理实验数据,画出相应的曲线和波形
2、本实验在TP8和TP13得到的是哪一类抽样的波形?从理论上对理想抽样、自然抽样和平顶抽样进行对比和说明
3、对实验内容二进行讨论当fs2fH和fs2fH时,低通滤波器输出的波形是什么?试总结一般规律
4、实验内容四中的
2、
3、4项内容有什么区别?分析影响串话的主要原因根据本实验电路的元件数据计算信道上的截止频率
5、对改进实验内容和电路有什么建议?实验二脉冲编码调制PCM实验
一、实验目的
1、了解语音信号编译码的工作原理;
2、验证PCM编码原理;
3、初步了解PCM专用大规模集成电路的工作原理和应用;
4、了解语音信号数字化技术的主要指标及测试方法
二、实验原理和电路说明
1、概述脉冲编码PCM技术已经在数字通信系统中得到了广泛的应用十多年来,由于超大规模集成技术的发展,PCM通信设备在缩小体积、减轻重量、降低功耗、简化调试以及方便维护等方面都有了显著的改进目前,数字电话终端机的关键部件,如编译码器Codec和话路滤波器等都实现了集成化本实验是以这些产品编排的PCM编译码系统实验,以期让实验者了解通信专用大规模集成电路在通信系统中应用的新技术PCM数字电话终端机的构成原理如图2-1所示实验只包括虚线框内的部分,故名PCM编译码实验图2-1PCM数字电话终端机的结构示意图
2、实验原理和电路PCM编译码系统由定时部分和PCM编译码器构成,电路原理图如图2-2所示
1、PCM编译码原理为适应语音信号的动态范围,实用的PCM编译码必须是非线性的目前,国际上采用的均是折线近似的对数压扩特性CCITT的建议规定以13段折线近似的A律A=
87.56和15段折线近似的μ律μ=255作为国际标准A律和μ律的量化特性初始段如图2-3a和图2-3b所示A律和μ律的编译码表分别列于表2-1和表2-2这种折线近似压扩特性的特点是各段落间量阶关系都是2的倍数,在段落内为均匀分层量化,即等间隔16个分层这些对于用数字电路实现非线性编码与译码是极为方便的
2、PCM编译码器简介本实验PCM编译码器采用了TP3067专用大规模集成电路,它是CMOS工艺制造的单片PCMA/μ律编译码器,并且片内带有输入输出话路滤波器TP3067的管脚如图2-4所示,内部组成框图如图2-5所示图2-3量化特性表2-1A=8756编译码表输入幅度范围量阶△段落码S电平码|量化电平译码幅度0-1…15-1610000000…11110…
150.5…
15.516-17…31-3210010000…111116…
3116.5…
31.532-34…62-6420100000…111132…4732…6364-68…124-12840110000…111148…6366…126128-136…248-25681000000…111164…79132…252256-272…496-512161010000…111180…95264…504512-544…992-1024321100000…111196…111528…10081024-1088…1984-2048641110000…1111112…1271056…2016TP3067的管脚定义简述如下1VPO+接收功放的同向输出2GNDA模拟地所有信号以这个引脚为参考点3VPO-接收功放的反向输出4VPI将输入转换到接收功放5VFRO接收滤波器的模拟输出6VCC正电源引脚VCC=+5V±5%7FSR接收部分的8KHZ帧同步时隙信号8DRPCM码流解码输入9BCLKR/CLKSET接收数据DR时钟在固定速率工作模式下为2048KFSR的上升沿,可以从64KHZ变化到
2.048MHZ逻辑输入可以交替地选择在同步模式下提供给主时钟的
1.536MHZ/
1.554MHZ或
2.048MHZ,BCLKX用于传输和接收表2-2μ=255编译码表输入幅度范围量阶△段落码S电平码|量化电平译码幅度0-
0.5…
14.5-
15.510000000…11110…150…
1515.5-
17.5…
45.5-
47.520010000…111116…
3116.5…
46.
547.5-
51.5…
107.5-
111.540100000…111132…
4749.5…
109.
5111.5-
119.5…
231.5-
239.580110000…111148…
63115.5…
235.
5239.5-
255.5…
479.5-
495.5161000000…111164…
79247.5…
487.
5495.5-
527.5…
975.5-
1007.5321010000…111180…
95511.5…
991.
51007.5-
1071.5…
1967.5-
2031.5641100000…111196…
1111039.5…
1999.
52031.5-
2159.5…
3951.5-
4079.51281110000…1111112…
1272095.5…
4015.510MCLKR/PDN接收主时钟
1.544MHZ或
2.048MHZ可以与MCLKX同步,但最好是在最佳性能时与MCLKX同步在MCLKR持续低时,全部内部定时选择MCLKX在MCLKR持续高时,器件处于低功耗状态11MCLKX传输主时钟必须是
1.536MHZ、
1.544MHZ或
2.048MHZ可以与MCLKR同步12BCLKX传输数据DX位时钟固定速率工作模式下为2048K可以从64KHZ变化到
2.048MHZ但必须与MCLKX同步13DX编码数据输出通过FSX使能14FSX发送部分的8KHZ帧同步时隙信号15TSX编码时的消耗输出16ANLB控制输入的模拟回路操作时必须置逻辑“0”17GSX传输输入放大器的模拟输出,用于内部设置增益18VFXI-传输输入放大器的反向输入19VFXI+传输输入放大器的同向输入20VBB负电源引脚VBB=-5V±5%
3、定时部分TP3067编译码器所需的定时脉冲均由定时部分提供这里只需要主时钟2048KHz和帧定时8KHz信号图2-4TP3067管脚图为了简化实验内容,本实验系统的编译码部分公用一个定时源以确保发收时隙的同步在实际的PCM数字电话设备中,确有一个同步系统来保证发收同步的
三、实验仪器双踪同步示波器SR8*杂音计ND5*失真度测量仪BS1
四、实验内容与步骤一时钟部分主振频率为4096KHz,经分频后得到2048KHz的位定时和128KHz的定时,再经分频分相后得到8KHz的主同步时钟和路时钟用示波器在TP1观察主振波形,用频率计测量其频率同样在TP
2、TP3和TP4观察并测量其它时钟信号并记录各点波形的频率和幅度二PCM编译码器音频信号(fH=1KHZ幅度2VP-P)从TP5输入,则在TP6可观察到PCM编码输出的码流连接TP6—(TP7),则在TP8可观察到经译码和接收低通滤波器恢复出的同向输出音频信号和反向输出音频信号(TP8′),记录各测试点的波形参数图2-5TP3067的内部结构框图三系统性能测试系统性能测试有三项指标,即动态范围、信噪比特性和频率特性
1、动态范围在满足一定信噪比S/N条件下,编译码系统所对应的音频信号的幅度范围定义为动态范围通常规定音频信号的频率为800Hz或1000Hz动态范围应大于CCITT国际电报、电话咨询委员会建议的框架样板值,如图2-6所示动态范围的测试框图如图2-7所示图2-6PCM编译码系统动态范围样板值图2-7动态范围测试框图在原理部分已经提到,PCM编译码器允许输入信号的最大幅度为
4.36V为了确保器件的安全使用,本实验在进行动态范围这一指标测试时,不再对输入信号的临界过载进行验证取输入信号的最大幅度为5VP-P注意信号要由小至大调节,测出此时的S/N值设临界过载幅度为Vmax,这是正弦输入信号编码不过载的最大幅度当输入信号大于临界过载幅度之后,输出信号的S/N急剧下降首先找出临界过载点,然后以10dB一个点衰减输入信号,将测试数据填入下表-10dB-20dB-30dB-40dB-50dBVinmvp-p500015005001505015S/NdB
2、信噪比特性在上一项测试中选择出最佳编码电平S/N最高,在此电平下测试不同频率下的信噪比值频率选择在500Hz/1KHZ/2KHz/3KHz信噪比特性的测试框图如图2-8所示图2-8信噪比特性测试框图信噪比特性测试数据记录于下表信噪比特性Vin=2VP-PfHz500100020003000S/NdB
3、频率特性选一合适的输入电平Vin=2VP-P,改变输入信号的频率,在TP8逐频率点测出译码输出信号的电压值频率特性测试数据记录于下表fHz500100020003000TP8(V)
五、实验报告
1、整理实验记录,画出相应的曲线和波形
2、PCM编译码系统由哪些部分构成?各部分的作用是什么?
3、对PCM和△M系统的系统性能进行比较,总结它们各自的特点
4、在实际的通信系统中收端译码部分的定时信号是怎样获取的?
5、对改进实验有什么建议?实验三增量调制(ΔM)编译码实验
一、实验目的
1、了解语音信号的ΔM编码过程;
2、验证ΔM的编译码原理;
3、粗略了解ΔM编译码专用集成电路的基本工作原理、外部电路设计原则和一般使用方法;
4、了解语音信号数字化技术的主要指标,学习指标的测试方法
二、单片ΔM编码系统组成和电路原理
1、概述随着中、大规模集成电路技术的进步,各种通信专用集成电路迅速发展ΔM编译码器、开关电容滤波器以及用户接口电路的集成化,为全集成化ΔM数字电话终端设备提供了物质条件目前,由三块中规模集成电路加少量外接元件设计的新型集成化ΔM数字电话终端机已投入批量生产图3-1就是这种设备的一个话路的方框图图3-1集成化ΔM数字电话框图与通用的分立元件及小规模集成电路的编译码器相比,集成化系统在缩小体积、降低功耗等方面有明显的效益,对减少量化噪声、增大动态范围等指标起了良好的作用本实验用单片MC3418ΔM编译码器和UA741运放电容滤波器组成一个ΔM编译码实验系统其功能只涉及图3-1中虚线以右的部分
2、系统组成与电路原理系统组成的方框图如图3-2所示,它是由定时部分、△M编译码器及收、发运放电容滤波器组成的电路原理图如图3-3所示图3-2△M编译码系统框图一单片△M编译码器
1、MC3418简介MC3418是MOTOLOLA公司生产的通信专用集成电路,它是数字检测音节压扩增量编译码器图3-4给出了MC3418的原理框图由原理框图可以看出,它是由模拟输入放大器、数字输入运算放大器、电压/电流转换运算放大器、极性开关、工作选择开关和数字检测移位寄存器和逻辑电路等部分构成的第15脚的工作电平可以控制该片工作于编码状态或译码状态当第15脚接高电平VCC/2时,该片做编码器用;当第15脚接低电平地时,该片做译码器用当单片作为编码器使用时,15脚接高电平,这时工作开关使模拟运放与移位寄存器接通模拟信号由1脚输入,本地译码信号由2脚输入,运算放大器对它们进行比较并将差值放大运算放大器输出经电平转换给出数字信码在14脚输入的时钟后沿时刻,运算放大器输出的结果进入移位寄存器这一结果也同时接到9脚和极性开关,前者作为数字码输出,后者用来控制流入积分器的电流的极性,积分运算放大器与外接的RC网络构成积分器,受极性开关控制的电流在此积分后累加形成本地译码信号四级移位寄存器和逻辑电路完成检测功能当有四个连“1”或连“0”码出现时,从11脚输出一个负极性的一致脉冲,一致脉冲经外接音节滤波器平滑之后得到量阶控制电压,此电压反映了前一段时间内模拟输入信号的平均斜率量阶控制电压加到第3脚由内部V/I转换电路决定4脚的电压随3脚的电压变化当4脚通过外接电阻连接到某一固定电位上,则流入4脚的电流就随3脚的控制电压变化,从而将控制电压的变化转换为控制电流的变化V/I转换器的输出电流与4脚的输入电流相等此电流经极性开关送到积分器,因此,积分量阶的大小就随着输入模拟信号的平均斜率而变化这样就形成了数字检测音节的压扩过程图3-4MC3418编译码器原理框图在作译码器应用时,第15脚通过一只10KΩ电阻接地,这时数字运算放大器与移位寄存器接通信码由13脚输入与12脚的阀电平比较,然后经运算放大器整形后送到移位寄存器,经再定时的信码从9脚输出其后的工作过程则与编码器一样,只是译码信号不再送回第2脚而是送往接收低通滤波器
2、单积分电路MC3418内部仅有积分运算放大器,为完成本地译码过程,需要外接一个网络用户可以根据自己的需要用外接RC网络接成单积分、双积分、△-∑等电路本实验给出一种单积分电路的实例积分器电路如图3-5所示积分运算放大器的输入阻抗很高,从极性开关的量阶控制电流几乎全部进入电阻R和电容C网络的阻抗传递函数可以写成Hs=Vs/Is=-1/1/R+SC经整理后得到-Vs/Is=I/C/S+1/RC=K/S+WO1其中K=1/C,WO=1/RC一般认为是300Hz当R=10KΩ,C=
0.1μf时,f0=159Hz将式1写成时域形式-I=V/R+Cdv/dt
(2)图3-5单积分电路图有关资料指出编码器约在+12dBmf=1000Hz处为临界过载,另外,输入信号的最大幅度为
4.36V,这时流过积分器的最大电流为Imax≈Icmax=Cdv/dt=
0.1×10-6×2π×1000×
4.36≈
2.7mA另一方面,由编码器要求的最小量阶电压可求出当采样率fS=32KHz时,最小控制电流应为Imin≈
9.6μA因此,积分电路对应的控制电流压缩比应达到258,相当于49dB最大与最小控制电流分别由4脚外接电阻Rx和Rmin决定
3、音节平滑滤波器MC3418只具有数字检测功能,为实现压扩作用还需要一外接网络用户可根据需要接成线性压扩、非线性压扩、复杂推迟压扩等各种形式本实验只列举一种非线性音节平滑滤波器音节平滑滤波器是一个简单的RC滤波电路,电路形式如图3-6所示集成片MC3418的数字检测器连码一致脉冲信号是由一个集电极开路的晶体管从11脚输出的所以需要一个外接的集电极负载电阻当晶体管导通时,电容器CS通过电阻RS充电;当晶体管截止时,电容器CS通过电阻RP放电充电时间常数τ=CSRS+RP设G为一致脉冲在一个音节时间内占空比的统计值设第3脚电位为VS,11脚电位为V0,当G值一定时,电路应维持充放电电荷相等设充电时间为GT,放电时间为1-GT,因此有VS-V0/RSGT=VCC/2-VS/RS+RP1-GT
(3)令D=RP/RS,则有VS=1+DV0G+VCC/21-G/1+DG
(4)图3-6音节平滑滤波器其中,VO为晶体管饱和压降,约为
0.12V音节控制电压为电容CS两端的电压,设它为VCS,因此有VCS=VCC/2-VS即VCS=VCC/2-1-DVOG+VCC/21-G/1+DG
(5)由式5可以看出,当PPRs,即D≈0时有Vcs≈Vcc/2-VoG
(6)这时控制电压与G成线性关系将Vo=
0.12V,Vcc/2=6V代入上式,得Vcs1≈
5.98G
(7)当D=0,控制电压V与G成非线性关系设D=3,得VCS2=
23.52G/1+3G
(8)图3-7给出VCS1和VCS2与C的关系曲线,曲线VCS2的斜率大于曲线VCS1的斜率,这就意味着VCS2的压扩特性更接近于理想特性语音音节包络的变化范围约为5ms到20ms取τ1=5ms,τ2=20ms,这时τ2/τ1=4∵τ2/τ1=CSRS+RP/CSRS=1+D∴D=3选CS=
0.33μF,则RS=
15.15KΩ,RP=
15.15KΩ,取RS=15KΩ,RP=47KΩ得D≈
3.13在临界过载时,G达到最小值对正弦信号可得G=
0.436,这时控制电压Vcs的最大值约为计算从略Vmax≈
4.48V此值决定了限流电阻Rx≈
1.5KΩ图3-7V与G的关系曲线二定时电路图3-9定时部分时间关系图MC3418编译码器所需的定时脉冲均由定时部分提供,为模拟一个实际的时分多路系统的工作状态,定时部分可给出2048KHz及8路32KHz的定时,定时部分的时间关系如图3-9所示为确保收、发同步,本实验系统的编码和译码部分公用一个定时源,这是有别于实际情况的
三、实验仪器*杂音计ND5*失真度测试仪BS1双踪同步示波器SR8
四、实验内容与步骤
一、时钟部分主振频率为4096KHz,经分频后得到2048KHz的定时,再经分频分相后得到8路32KHz的定时用示波器在TP1点观察主振波形,用频率计测量其频率在TP
2、TP
3、TP4观察并测量2048KHz和32KHz定时
二、发送滤波器在TP5输入频率为1KHz、幅度为2Vp-p的音频信号在TP5观察输入信号,在TP6观察输出信号,记下它们的幅度和波形
三、△M编码器在TP6观察经发送滤波器限带后输入编码器的音频信号,在TP7观察本地译码信号在TP8观察编码输出的数字信号幅度约为10Vp-p以音频信号作为同步信号,观察信码的变化规律对应正弦波过零处应有连“0”或联“1”码型出现;对应正弦波的波峰和波谷处应有“0”、“1”交替码型出现
四、△M译码器用短线连接TP8—TP9,即将编码信号送入译码器在TP9观察输入译码器的编码信号,在TP10观察译码器输出的模拟信号,画出波形
五、接收滤波器在TP10观察滤波器的输入信号在TP11观察滤波器输出的模拟信号记下它们的波形和幅度
六、系统性能测试系统性能有三项指标动态范围、信噪比和频率特性
1、动态范围在满足一定信噪比S/N条件下,编译码系统所对应于800Hz或1000Hz音频信号的幅度范围定义为动态范围动态范围应大于电子工业部1982年暂定的标准框架样板值图3-10示意给出了这个样板图3-10△M编译码系统动态范围样板图动态范围的测试框图如图3-11所示在原理部分已经提到,△M编译码器允许输入信号的最大幅度为
4.36V为了确保器件的安全使用,本实验在进行动态范围这一指标测试时,不再对输入信号的临界过载进行验证取输入信号的最大幅度为5Vp-p注意信号要由小至大调节,测出此时的S/N值然后以10dB间隔衰减输入信号,将测试数据填入下表-10dB-20dB-30dB-40dB-50dBVinmvp-p500015005001505015S/NdB图3-11动态范围测试框图
2、信噪比特性在上一项测试中选择出最佳编码电平S/N最高,推荐为2Vp-p在此电平下测试不同频率下的信噪比值频率选择在500Hz/1KHz/2KHz/3KHz将测试数据填入下表fHz500100020003000S/N(dB)信噪比特性的测试框图如图3-12所示图3-12信噪比特性测试框图
3、频率特性选一合适的输入电平Vin=2VP-P,改变输入信号的频率,频率范围从500Hz到3000Hz在TP11用示波器测量译码输出信号的电压值数据填入下表fHz500100020003000TP11(V)
五、实验报告
1、整理实验记录,画出相应的曲线和波形
2、集成化△M编译码系统由哪些部分构成?各部分的作用是什么?
3、设想临界过载时本地译码信号和信码信号的形状试画出它们的波形
4、什么叫数字检测音节压扩的可变斜率?在本实验中是如何实现的?
5、积分电路的设计原则是什么?
6、对改进实验内容和电路有什么建议?实验四移相键控PSK实验
一、实验目的
1、了解M序列的性能,掌握其实现方法及其作用;
2、了解2PSK系统的组成验证,其调制解调原理;
3、验证同步解调的又一方式—同相正交环或称Costas环的工作原理;
4、学习集成电路压控振荡器在系统中的应用;
5、学习2PSK系统主要性能指标的测试方法
二、实验原理和电路说明一概述数字通信系统的模型可以用图4-1表示,虚线框内的部分称为数字调制和解调部分,以完成数字基带信号到数字频带信号之间的变换图4-1数字通信系统模型与模拟通信系统相比,数字调制和解调同样是通过某种方式,将基带信号的频谱由一个频率位置搬移到另一个频率位置上去不同的是,数字调制的基带信号不是模拟信号而是数字信号在大多数情况下,数字调制是利用数字信号的离散值去键控载波对载波的幅度、频率或相位进行键控,便可获得ASK、FSK、PSK等这三种数字调制方式在抗干扰噪声能力和信号频谱利用率等方面,以相干PSK的性能最好,目前已在中、高速传输数据时得到广泛应用近年来,在数字微波通信中进一步提高频谱利用率的课题已获得重要进展除2PSK外,已派生出多种调制形式,如四相移相键控QPSK、八相移相键控8PSK、正交部分响应QPRS、十六状态正交电幅16QAM以及64QAM、256QAM等,这些都是高效率的调制手段为了模拟实际数字调制系统,本实验的调制和解调基本上由数字电路构成数字电路具有变换速度快、解调测试方便等优点为了实验过程中观察方便,实验系统的载波选为5MHz二调制2PSK系统的调制部分框图如图4-2所示,电路原理如图4-3所示,下面分几部分说明
1、M序列发生器实际的数字基带信号是随机的,为了实验和测试方便,一般都是用M序列发生器产生一个伪随机序列来充当数字基带信号源按照本原多项式fx=X5+X3+1组成的五级线性移位寄存器,就可得到31位码长的M序列码元定时与载波的关系可以是同步的,以便清晰观察码元变化时对应调制载波的相应变化;也可以是异步的,因为实际的系统都是异步的,码元速率约为1Mbt/s
2、相对移相和绝对移相移相键控分为绝对移相和相对移相两种以未调载波的相位作为基准的相位调制叫作绝对移相以二进制调相为例,取码元为“1”时,调制后载波与未调载波同相;取码元为“0”时,调制后载波与未调载波反相;“1”和“0”时调制后载波相位差1800绝对移相的波形如图4-4所示在同步解调的PSK系统中,由于收端载波恢复存在相位含糊的问题,即恢复的载波可能与未调载波同相,也可能反相,以至使解调后的信码出现“0”、“1”倒置,发送为“1”码,解调后得到“0”码;发送为“0”码,解调后得到“1”码这是我们所不希望的,为了克服这种现象,人们提出了相对移相方式图4-22PSK调制部分框图相对移相的调制规律是每一个码元的载波相位不是以固定的未调载波相位作基准的,而是以相邻的前一个码元的载波相位来确定其相位的取值例如,当某一码元取“1”时,它的载波相位与前一码元的载波同相;码元取“0”时,它的载波相位与前一码元的载波反相相对移相的波形如图4-5所示图4-4绝对移相的波形示意图一般情况下,相对移相可通过对信码进行变换和绝对移相来实现将信码经过差分编码变换成新的码组——相对码,再利用相对码对载波进行绝对移相,使输出的已调载波相位满足相对移相的相位关系设绝对码为{ai},相对码为{bi},则二相编码的逻辑关系为bi=ai–bi-11差分编码的功能可由一个模二和电路和一级移位寄存器组成图4-5相对移相的波形示意图调相电路可由模拟相乘器实现,也可由数字电路实现实验中的调相电路是由数字选择器74LS153完成当2脚和14脚同时为高电平时,7脚输出与3脚输入的0相载波相同;当2脚和14脚同时为低电平时,7脚输出与6脚输入的π相载波相同这样就完成了差分信码对载波的相位调制图4-6示出了一个数字序列的相对移相的过程对应于差分编码,在解调部分有——差分译码差分译码的逻辑为ci=bi+bi-12将1式代入2式,得Ci=ai-bi-1+bi-1∵bi-1-bi-1=0∴Ci=ai+0=ai这样,经差分译码后就恢复了原始的信码序列图4-6绝对码实现相对移相的过程
3、数字调相器的主要指标在设计与调整一个数字调相器时,主要考虑的性能指标是调相误差和寄生调幅1调相误差由于电路不理想,往往引进附加的相移,使调相器输出信号的载波相位取值为0°及180°+ΔΦ,我们把这个偏离的相角ΔΦ称为调相误差调相器的调相误差相当于损失了有用信号的能量2寄生调幅理想的二相相位调制器,当数码取“0”或“1”时,其输出信号的幅度应保持不变,即只有相位调制而没有附加幅度调制但由于调制器的特性不均匀及脉冲高低电平的影响,使得“0”码和“1”码的输出信号幅度不等设“0”码和“1”码所对应的输出信号幅度分别为Uom或Uim,则寄生调幅为m=Uom-Uim/Uom+Uim×100%3三解调2PSK系统的解调部分框图如图4-7所示,原理电路如图4-8所示
1、同相正交环绝大多数二相PSK信号采用对称的移相键控,因而在码元
1、0等条件下都是抑制载波的,即在调制信号的频谱中不含载波频谱,这样就无法用窄带滤波器从调制信号中直接提取参考相位载波对PSK而言,只要用某种非线性处理的方法去掉相位调制,就能产生与载波有一定关系的分量,恢复出同步解调所需要的参考相位载波,实现对抑制载波的跟踪从PSK信号中提取载波的常用方法是采用载波跟踪锁相环,如平方环、同相正交环、逆调制环和判决反馈环等这几种锁相环的性能特点列于表4-1中图4-72PSK解调部分框图本实验采用同相正交环,同相正交环又叫科斯塔斯(Cosatas)环原理框图如图4-9所示在这种环路里,误差信号是由两个鉴相器提供的压控振荡器(VCO)给出两路相互正交的载波到鉴相器,输入的2PSK信号经鉴相后再由低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量,得到基带信号Ud
1、Ud2,这时的基带信号包含着码元信号,无法对压控振荡器(VCO)进行控制将Ud1和Ud2经过基带模拟器相乘,就可以去掉码元信息,得到反应VCO输出信号与输入载波间相位差的控制电压图4-9同相正交环原理框图表4-1几种锁相环的性能特点锁相环特性平方环同相正交环逆调制环判决反馈环环路工作频率f=2f0f=f0f=f0f=f0等效鉴相特性正弦正弦近似距形近似距形解调能力无有有有电路复杂程度鉴相器工作频率高需用基带模拟相乘器需用二次调制器需用基带模拟调制器
2、集成电路压控振荡器(IC-VCO)压控振荡器(VCO)是锁相环的关键部件,它的频率调节和压控灵敏度决定于锁相环的跟踪性能实验电路采用一种集成电路的压控振荡器74S124集成片配以简单的外部元件并加以适当调整,即可得到令人满意的结果如图4-10所示集成片的每一个振荡器都有两个电压控制端,Vr用于控制频率范围(14脚),Vf用于控制频率范围调节(1脚)外接电容器Cext用于选择振荡器的中心频率当Vr和Vf取值适当,振荡器工作正常时,振荡器频率f0与Cext的关系近似为f0=5×10-4/Cext
(4)f0与Cext的关系曲线如图4-11所示图4-10IC-VCO使用实例当固定Cext时,Vr与Vf有确定的函数关系以Vr=Vf=2V时的输出频率f0为归一化频率单位,由实验数据可画出以Vr为参变量时归一化频率fn与Vr的变化曲线如图4-12所示图4-11频率f0与CEXT的关系曲线图4-12fn随Vf的变化曲线由图4-12的曲线可以看出,随Vr的增大,VCO的压控灵敏度和线性范围都在增大选取适当的Vr值和Cext值,将误差电压经线性变换后充当控制电压Vf,这样就可实现由误差电压控制VCO当f0=10MHz时,一组典型的实验数据为Cext=
27.5pf,Vr=
3.76V,这时Vf在
2.8V左右移动
3、传输畸变和眼图数字信号经过非理想的传输系统必定产生畸变,为了衡量这种畸变的严重程度,一般都采用观察眼图的方式眼图是示波器重复扫描所显示的波形,示波器的输入信号是解调后经低通滤波器恢复的未经再生的基带信号,同步信号是位定时这种波形示意图如图4-13所示衡量眼图的几个重要参数有
(1)眼图开启度(U-2ΔU)/UU=U++U-指在最佳抽样点处眼图幅度的“张开”程度无畸变眼图的开启度为100%
(2)“眼皮”厚度2ΔU/U指在最佳抽样点处眼图幅度的闭合部分与最大幅度之比,无畸变眼图的“眼皮”后度为0
(3)交叉点发散度ΔT/TS指眼图波形过零点交叉线的发散程度无畸变眼图的交叉发散度为0
(4)正、负极性不对称度|(U+-U-)|/|(U++U-)|指在最佳抽样点处眼图正、负幅度不对称的程度无畸变眼图的极性不对称度为0如果传输信道不理想,产生传输畸变,就会很敏感地由眼图的这几个参数反映出来其后果可以看成有效信号的能量损失可以推导出,等效信号信噪比的损失量ΔEb/No与眼图开启度(U-2ΔU)/U有如下关系ΔEb/No=20log[(U-2ΔU)/U]dB5同样,交叉点发散度对信噪比损失的影响也可以等效为眼图开启度对信噪比损失的影响,这里不再详述图4-13眼图
三、实验仪器*高频信号发生器(可视设备条件选做)XG21双踪同步示波器SR8
四、实验内容与步骤
1、M序列发生器以(TP1)为同步信号,观察并记录(TP2)的波形验证M序列的主要性质
2、差分编码以(TP1)为同步信号,观察并记录(TP3)的波形将(TP2)与(TP3)的波形进行比较,验证差分编码的规律
3、数字调相电路将K1插至“同步”(即插在左边),以(TP3)为同步信号,观察并记录(TP5)的载波波形;观察并记录(TP6)的数字调相波形以载波信号(TP5)输入双踪同步示波器YB,用YA观察(TP6)的2PSK信号,利用双踪同步示波器屏幕上的刻度,测量π相位对于0相位的相位差ΔФ
4、同步带和捕捉带同步带和捕捉带是锁相环性能优劣的标志我们可用发信码与收信码的比较来判断锁相环是否锁定用双踪同步示波器YA观察收信码(TP13),YB观察发信码(TP2),并以YA作同步用高频信号发生器从电缆插座“EXT-IN”输入外载波将K1插至“异步”(即插在右边)K2插至“外载波”(即插在上边)数字频率计接在(TP4),高频信号发生器的输出幅度保持在
1.5VP-P由低往高缓缓调节频率当双踪同步示波器上出现收信码与发信码同步,并且波形一致时,这时就是无误码情况,锁相环捕捉到外载波并锁定,此点频率记作f2继续向高调节频率,直到双踪同步示波器上的收信码与发信码不同步时,此时锁相环已不能同步跟踪外载波而失锁,该点频率记作f4将外载波频率由此点往低调节,调到再次捕捉到收信码与发信码同步一致时,锁相环再次捕捉到外载波并锁定,此点频率记作f3继续向低调节频率直到收信码与发信码再次失步,此点频率记作f1为提高测量精度,上述过程可反复进行几次图4-14是根据环路电压Ud与频率的关系画出的同步带和捕捉带示意图图中f
1、f
2、f
3、f4与实验中测得的f
1、f
2、f
3、f4一一对应这样,同步带Δf1=f4-f1捕捉带Δf2=f3-f
25、眼图以码元定时(TP12)作为同步信号,观察解调后的基带信号(TP7)利用双踪同步示波器的刻度测量眼图的几个指标1眼图开启度(U-2ΔU)/U其中U=U++U-2“眼皮”厚度2ΔU/U3交叉点发散度ΔT/TS4正、负极性不对称度|(U+-U-)|/|(U++U-)|图4-14同步带和捕捉带示意图
五、实验报告
1、整理实验中的记录,画出相应的曲线和波形
2、2PSK系统由哪些部分构成?各部分的作用是什么?
3、设给定一码组100110011100,画出对这一码组进行2PSK的调制和解调的波形图
4、为什么利用眼图可大致估计系统性能的优劣?
5、简述同相正交环工作原理
6、对改进实验内容和电路有什么建议?实验五HDB3码型变换实验
一、实验目的
1、了解二进制单极性码变换为HDB3码的编码规则,掌握它的工作原理和实现方法
2、通过调测电路,熟悉并掌握调测电路的一般规律与方法,学会分析电路工作原理,画出关键部位的工作波形,并以此指导实验调测工作
3、了解关于分层数字接口脉冲的国际规定,掌握严格按技术指标研制电路的实验方法
二、基本原理在数字通信系统中,有时不经过数字基带信号与信道信号之间的变换,只由终端设备进行信息与数字基带信号之间的变换,然后直接传输数字基带信号数字基带信号的形式有许多种,在基带传输中经常采用AMI码(符号交替反转码)和HDB3码(三阶高密度双极性码)
1、传输码型在数字复用设备中,内部电路多为一端接地,输出的信码一般是单极性不归零信码当这种码在电缆上长距离传输时,为了防止引进干扰信号,电缆的两根线都不能接地(即对地是平衡的),这里就要选用一种适合线路上传输的码型,通常有以下几点考虑1在选用的码型的频谱中应该没有直流分量,低频分量也应尽量少这是因为终端机输出电路或再生中继器都是经过变压器与电缆相连接的,而变压器是不能通过直流分量和低频分量的2传输型的频谱中高频分量要尽量少这是因为电缆中信号线之间的串话在高频部分更为严重,当码型频谱中高频分量较大时,就限制了信码的传输距离或传输质量3码型应便于再生定时电路从码流中恢复位定时若信号连“0”较长,则等效于一段时间没有收脉冲,恢复位定时就困难,所以应该使变换后的码型中连“0”较少4设备简单,码型变换容易实现5选用的码型应使误码率较低双极性基带信号波形的误码率比单极性信号低根据这些原则,在传输线路上通常采用AMI码和HDB3码
2、AMI码我们用“0”和“1”代表传号和空号AMI码的编码规则是“0”码不变,“1”码则交替地转换为+1和-1当码序列是100100011101时,AMI码就变为+100-1000+1-1+10-1这种码型交替出现正、负极脉冲,所以没直流分量,低频分量也很少,它的频谱如图5-1所示,AMI码的能量集中于f0/2处f0为码速率图5-1AMI码的频谱示意图图5-2HDB3码的频谱示意图这种码的反变换也很容易,在再生信码时,只要将信号整流,即可将“-1”翻转为“+1”,恢复成单极性码这种码未能解决信码中经常出现的长连“0”的问题
3、HDB3码及变换规则这是一种4连0取代码,当没有4个以上连“0”码时,按AMI规则编码,当出现4个连“0”码时,以码型取代节“000V”或“B00V”代替四连“0”码选用取代节的原则是用B脉冲来保证任意两个相连取代节的V脉冲间“1”的个数为奇数当相邻V脉冲间“1”码数为奇数时,则用“000V”取代,为偶数个时就用“B00V”取代在V脉冲后面的“1”码和B码都依V脉冲的极性而正负交替改变为了讨论方便,我们不管“0”码,而把相邻的信码“1”和取代节中的B码用B1B
2......Bn表示,Bn后面为V,选取“000V”或“B00V”来满足Bn的n为奇数当信码中的“1”码依次出现的序列为VB1B2B
3...BnVB1时,HDB3码为+-+-...――+或为-+-+...++―由此看出,V脉冲是可以辩认的,这是因为Bn和其后出现的V有相同的极性,破坏了相邻码交替变号原则,我们称V脉冲为破坏点,必要时加取代节BOOV,保证n永远为奇数,使相邻两个V码的极性作交替变化由此可见,在HDB3码中相邻两个V码之间或是其余的“1”码之间都符合交替变号原则,而取代码在整修码流中不符合交替变号原则经过这样的变换,既消除了直流成分,又避免了长连“0”时位定时不易恢复的情况,同时也提供了取代信息图5-2给出了HDB3码的频谱,此码符合前述的对频谱的要求由于HDB3码的这些优点能较好地满足传输码型的各项要求,所以常被用于远端接口电路中在ΔM编码、PCM编码和ADPCM编码等终端机中或多种复接设备中,都需要HDB3码型变换电路与之相配合信码入非归零码HDB3OUT图5-3编码部分的原理方框图图5-4解码部分的原理方框图
4、编码部分编码电路接收终端机来的单极性归零信码,并把这种变换成为HDB3码送往传输信道编码部分的原理框图如图5-3所示,各部分功能如下所述单极性信码进入本电路首先检测有无四连“0”码没有四连“0”时,信码不改变地通过本电路;有四连“0”时,在第四个“0”码出现时,将一个“1”码放入信号中,取代第四个“0”码,补入“1”码称为V码1破坏点形成电路将补放的“1”码变成破坏点方法是在取代节内第二位处再插入一个“1”码,使单一双极性变换电路多翻转一次,后续的V码就会与前面相邻的“1”码极性相同,破坏了交替反转的规律,形成了“破坏点”2取代节选择及补B码电路电路计算两个V码之间的“1”码个数,若为奇数,则用000V取代节;若为偶数,则将000V中的第一个“0”改为“1”,即此时用“BOOV”取代节3单—双极性变换电路电路中的除2电路对加B码、插入码、V码的码序计数,它的输出控制加入了取代节的信号码流使其按交替翻转规律分成两路,再由变压器将此两路合成双极性信号本级还形成符合CCITTG703要求的输出波形信码输出为什么要经过定时选通?这个问题请读者自己分析
5、解码部分解码电路完成恢复位定时再生码的功能,原理框图如图5-4所示,各部分功能如下1双—单极性变换电路传输线来的HDB3码加入本电路,输入端与外线路匹配,经变压器将双极性脉冲分成两路单极性的脉冲2判决电路本电路选用合适的判决电平以去除信码经信道传输之后引入的干扰信号信码经判决电路之后成为半占空(请思考为什么要形成半占空码?)的两路信号,相加后成为一路单极性归“0”信码,送到定时恢复电路和信码再生电路3破坏点检测电路本电路输入B+和B-两个脉冲序列由HDB3编码规则已知在破坏点处会出现相同极性的脉冲,就是说这时B+和B-不是依次而是连续出现的,所以可以由此测出破坏点本电路在V脉冲出现的时刻有输出脉冲4去除取代节电路在V码出现的时刻将信码流中的V码及它前面的第三位码置为“0”,去掉取代节之后,再将信号整形即可恢复原来信码破坏点检测与去除取代节电路一起完成信码再生功能5定时恢复电路由随机序列的功率谱可知,此功率谱中包含连续谱和离散谱若信号为双极性并且两极性波形等概率出现时p=1-p,G1f=-G2f,则在psω的表达式中后两项为0,没有离散谱存在,这对于位定时恢复是不利的所以将信码先整流成为单极性码,再送入位定时恢复电路,用滤波法由信码提取位定时,这里给出的电路是用线性放大器做成选频放大器来选取定时频率分量经整流恢复出的位定时信号用于信码再生电路,使两者同步
三、实验仪器双踪示波器SR8*频谱分析仪*伪随机码发生器及误码仪
四、实验内容与步骤调试编码电路使其按AMI编码及HDB3编码正常工作调试位定时提取电路及信码再生电路,各部分的输出信号应达到技术指标的要求,同时做到编、解码无误对AMI码及HDB3码的频谱进行分析比较(*)利用伪码发生器及误码仪,研究经HDB3编、解码后的误码性能及影响因素(*)这里提供一个实际使用的HDB3编、解码电路,分别示于图5-
6、图5-7实验者要根据基本原理,分析说明电路工作原理与各部分功能为了调测电路方便,我们提供了一个时钟源和标准信号源电路(见图5-5)图5-5所示的时钟源与1000码电路已经学过,D1-D2及有关的门电路可产生32位PN码实验者可自己分析工作原理,画出波形
1、调测电路
1、加入“全1”码,调测电路,使其按AMI编、解码正常工作,输出波形也满足要求;加入1000码,再重复上述步骤
2、加入“全0”码,调测电路,使其按HDB3编、解码正常工作,输出满足要求;再加入32位PN码,重复上述步骤注意观察关键部位的波形,如图5-6编码电路中TP1-TP12各点,图5-7解码电路中各点的波形,并作详细记录*
3、将伪随机码发生器产生的29-1伪随机码加入编码电路,经过编、译码之后的输出加到误码仪上进行测试,应达到编、译码无误,调节谐振电路电感量,观察对信码再生的影响*
(4)、用频谱分析仪研究比较AMI码和HDB3码的频谱
3、技术指标
1、编码部分完成二进制单极性码到HDB3码的变换,输入信号是码速率为2048kbit/s的非归零码定时2048KHz,与信码同相输出为HDB3码,其输出波形、负载等应基本符合国际电报电话咨询委员会(CCITT)的G703建议中有关2048kbit/s输出接口波形的要求这里我们对CCITT的G703建议略加说明,CCITT对于通讯系统、网络、传输等都有详细、严格的规定,分别以各项建议的形式给出研制设备、网络等应符合相应的各项建议中的技术指标要求本实验中用到的G703建议是对分层的数字接口物理和电气性能要求下面给出G703中对2048kbit/s的输出口的部分要求测试负载阻抗75Ω,电阻性信号峰值电压
2.37V空号峰值电压0±
0.237V脉冲中点处正负脉冲幅度值比
0.9-
1.05标称半幅度处脉冲宽度比
0.95-
1.05脉冲形状标称为矩形,波形上、下冲不超过20%2解码部分完成位定时恢复与信码再生两种功能输入为双极性、归零的HDB3码,输出位定时信号为2048KHz,占空比优于1:
1.1输出信码为2048kbit/s全占空单极性二进制码,与位定时同相定时、信码的幅度为
3.6±
0.4V
五、实验报告实验报告,内容应包括以下各点
1、技术指标及要求
2、电路工作原理分析,对关键器件的作用要加以说明,说明调测与实验步骤
3、根据实验结果画出输入为全“0”码、全“1”码、1000码和32位PN码电路上所注各点的波形图(必须画出的测试点如下时钟部分TPA、TPB;编码部分TP12;解码部分TP
20、TP
21、TP23其余各测试点的波形虽不作要求但对分析电路的基本原理有帮助,故在实验台上留有测试点,希望也能画出)*
4、根据实验结果画出AMI码和HDB3码的频谱,并做出比较
5、编码输出组件输出什么极性脉冲?若为相反极性的是否可以?比较两者的优缺点
6、当传输型为“1000”,全“0”和32位PN码时,输出端的波形是否相同?若传输距离长,信号衰减较大时输出情况如何?哪种码型定时抖动最小?哪种最大?为什么?
7、用滤波法由信码中提取位定时信息,对于HDB3码要作哪些变换?电路中如何实现这些变换?
8、谐振回路中L、C的取值范围如何考虑?电路的Q值应取多少?根据什么原则决定这些值?(*表示此项可视设备条件选做)备注:本电路在出厂之前已调试好,故不在需要调试,如要练习,可用无感螺丝刀按实验内容调节B3。