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某轧机直流电动机晶闸管调速系统设计目录摘要………………………………………………………………4第1章绪论…………………………………………5第2章直流调速系统的方案确定…………………………
62.1系统的技术数据要求…………………………………………
62.2直流调速系统的方案选择……………………………………
72.3双闭环直流调速系统的静特性…………………………………10第三章主电路的设计与分析………………………
113.1主电路结构设计………………………………………………11
3.2整流电路…………………………………………………
163.3励磁回路的选择…………………………………………
173.4晶闸管的触发电路……………………………………
193.5KJ004的工作原理……………………………………
213.6脉冲变压器的设计…………………………………………23第四章PWM控制直流调速系统控制电路设计…………
254.1PWM信号发生器…………………………………………
254.2SG3525引脚各端子功能……………………………………27第五章主电路元部件及参数计算…………………………
325.1整流变压器容量计算……………………………………
325.2IGBT管的参数………………………………………………
335.3三相全控桥整流二极管选择………………………………
345.4滤波电容C1的选择……………………………………34第六章主电路保护电路设计………………………………
346.1IGBT的保护设计………………………………………………
346.2主电路过电流保护电路…………………………………………
366.3过电压保护设计…………………………………………………
366.4过电流保护设计…………………………………………………
396.5斩波器的散热设计………………………………………………41第七章励磁回路元件计算和选择………………………………
427.1变压器的选择……………………………………………………
427.2整流元件晶闸管的选型…………………………………………46第八章双闭环调速系统调节器的设计………………………
478.1电流调节器的设计…………………………………………
478.2转速调节器的设计…………………………………………51心得体会…………………………………………………………57参考文献…………………………………………………………58摘要直流电动机具有良好的起、制动性能,宜于在大范围内平滑调速,在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域中得到应用晶闸管问世后,生产出成套的晶闸管整流装置,组成晶闸管—电动机调速系统(简称V-M系统),和旋转变流机组及离子拖动变流装置相比,晶闸管整流装置不仅在经济性和可靠性上都有很大提高,而且在技术性能上也显示出较大的优越性本文首先明确了设计的任务和要求,在了解了转速电流双闭环直流调速系统的调速原理后依次对晶闸管相控整流调速系统的主电路,保护电路,检测电路和触发电路进行了设计,并且计算了相关参数目前市场上用的最多的IGBT直流斩波器它是属于全控型斩波器,它的主导器件采用国际上先进的电力电子器件IGBT,由门极电压控制,从根本上克服了晶闸管斩波器及GTR斩波器的缺点该斩波器既能为煤矿窄轨电机车配套的调速装置,针对不同的负载对象,做一些少量的改动又可用于其它要求供电电压可调的直流负载上与可控硅脉冲调速方式和电阻调速方式相比,具有明显的优点关键字双闭环控制单项全控桥三相桥式IGBT第一章绪论许多生产机械要求在一定的范围内进行速度的平滑调节,并且要求具有良好的稳态,动态性能而直流电调速系统调速范围广,静差率小,稳定性好以及具有良好的动态性能,在高性能的拖动技术领域中,相当长期内几乎都采用直流电力拖动系统双闭环直流调速系统是直流调速控制系统中发展得最为成熟,应用非常广泛的电力系统传动系统它具有动态响应快,抗干扰能力强等特点我们知道反馈闭环控制系统具有良好的抗干扰性能,它对于被反馈环的前向通道上的一切扰动作用都能有效的加以抑制采用转速反馈和PI调节器的单闭环的调速系统可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差,但如果对系统的动态性能要求较高,例如要起制动,突加负载动态性能速降小等等,单闭环系统就难以满足要求这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照要求来控制动态过程的电流或转矩在单闭环系统中,只有电流截止至负反馈环节是专门用来控制电流的但它只在超过临界电流值以后强烈的复返快作用限制电流的冲击,并不能很理想的控制电流的动态波形在实际工作中,我们希望在电机最大电流的限制条件下,充分利用电机的允许过载能力最好是在过渡过程中始终保持电流(转矩)为允许最大值,使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动,到达稳定转速后又让电流立即降下来,使转矩马上与负载相平衡,从而转入稳定运行这是,起动电流成方波形,而转速是线性增长的这是在最大电流转矩的条件下调速系统所能的得到的最快起动过程随着社会化大生产的不断发展,交流调速系统发展很快,然而直流拖动系统无论在理论上和时间上都比较成熟,并且从闭环控制的角度来看,它有是交流拖动系统的基础所以直流调速系统在生活中有举足轻重的作用另一方面,需要指出的是电气传动与自动控制有着密切的关系,调速传动的控制装置主要是各种电力电子变流器,它为电动机提供可控的直流电流,并成为弱点控制强电的媒介本设计报告首先根据设计要求确定调速方案和主电路的结构形式主电路和闭环系统确定下来后,重在对电路及各元件参数的计算和器件的选型,包括整流变压器,整流元件,保护电路以及电流转速调节器的参数计算第二章直流调速系统的方案确定
2.1系统的技术数据要求采用转速、电流负反馈构成双闭环调速系统主回路采用三相全控桥不可逆系统励磁回路采用三相桥式晶闸管变流装置供电,构成励磁电流闭环系统控制技术数据
(1)直流电动机数据电动机型号Z2-62220V,
69.5A,1500rpm,,允许过载倍数,电枢回路电阻,系统运动部分的转动惯量
(2)要求达到的性能指标,电流超调量,转速无静差,且空载起动到额定转速时的转速超调量
2.2直流调速系统的方案选择
2.
2.1直流调速系统简介直流电机由定子和转子两部分组成,其间有一定的气隙其构造的主要特点是具有一个带换向器的电枢直流电机的定子由机座、主磁极、换向磁极、前后端盖和刷架等部件组成其中主磁极是产生直流电机气隙磁场的主要部件,由永磁体或带有直流励磁绕组的叠片铁心构成直流电机的转子则由电枢、换向器(又称整流子)和转轴等部件构成其中电枢由电枢铁心和电枢绕组两部分组成电枢铁心由硅钢片叠成,在其外圆处均匀分布着齿槽,电枢绕组则嵌置于这些槽中换向器是一种机械整流部件由换向片叠成圆筒形后,以金属夹件或塑料成型为一个整体各换向片间互相绝缘换向器质量对运行可靠性有很大影响直流电机斩波调速原理是利用可控硅整流调压来达直流电机调速的目的,利用交流电相位延迟一定时间发出触发信号使可控硅导通即为斩波,斩波后的交流电经电机滤波后其平均电压随斩波相位变化而变化为了达到控制直流电机目的,在控制回路加入了速度、电压、电流反馈环路和PID调节器来防止电机由于负载变化而引起的波动和对电机速度、电压、电流超常保护
2.
2.2调速方案选择随着电力电子技术的进步,发展了许多新的电枢电压控制方法,其中PWM脉宽调制是常用的一种调速方法其基本原理是用改变电机电枢定子电压的接通和断开的时间比占空比来控制马达的速度,在脉宽调速系统中,当电机通电时,其速度增加;电机断电时,其速度减低只要按照一定的规律改变通、断电的时间,即可使电机的速度达到并保持一稳定值最近几年来,随着微电子技术和计算机技术的发展及单片机的广泛应用,使调速装置向集成化、小型化和智能化方向发展
2.
2.3调速电路方案本电机调速系统采用脉宽调制方式与晶闸管调速相比技术先进可减少对电源的污染为使整个系统能正常安全地运行设计了过流、过载、过压、欠压保护电路另外还有过压吸收电路确保了系统可靠运行
2.
2.4控制方案选择直流电动机转速的控制方法可分为励磁控制法与电枢电压控制法两类随着电力电子技术的进步发展了许多新的电枢电压控制方法如:由交流电源供电使用晶闸管进行相控调压;使用硅整流器将交流电整流成直流或由蓄电池等直流电源供电再由PWM斩波器进行斩波调压等PWM驱动装置与传统晶闸管驱动装置比较具有下列优点:需用的大功率可控器件少线路简单;调速范围宽;电流波形系数好附加损耗小;功率因数高可以广泛应用于现代直流电机伺服系统中本系统是基于PWM控制的直流电机控制系统此设计采用双闭环不可逆直流调速系统,其结构框图如图
2.2所示图
2.1转速、双闭环直流调速系统原理框图
2.3双闭环直流调速系统的静特性双闭环调速系统的静特性在负载电流小于Idm时表现为转速无静差,这时转速负反馈起主要调节作用当负载电流达到Idm时,对应于转速调节气的饱和输出Uim*,这时电流调节器起主要调节作用,系统表现为电流无静差,得到过电流的自动保护双闭环直流调速系统的静特性如图
2.2所示图
2.2双闭环直流调速系统的静特性
2.3双闭环直流调速系统的动态性能对于一个调速系统,电动机要不断处于起动、制动、反转、调速以及突加突减负载的过渡过程,此时,必须研究相关电机运行的动态指标,如稳定性、快速性、动态误差等这对于提高产品质量和劳动生产率,保证系统安全运行是很有意义的动态性能指标代表了系统发生过渡过程时的性能,动态指标分跟随指标和抗扰动指标跟随指标与抗扰指标都表征系统过渡过程的性能,之所以要分别列出,是由于同一个调速系统,其跟随指标和抗扰动指标并不相同,不同的生产机械对这两类指标的要求也是不一样的此外,当系统过渡过程结束后,稳态误差反映了系统的准确性一般来说,总是希望最大超调和最大动态速降小一点,振荡次数少一些,调整时将及恢复时间短一点,稳态误差小一点,即希望能达到稳、准、快事实上,这些指标要求,在同一系统中往往是相互矛盾的,因此需要具体对象所提出的要求,首先满足主要方面的性能指标要求,而适当降低其他方面的指标直流系统中调速范围D、静差率S、和额定转速之间的关系在直流电动机变压调速系统中,一般以作为最高转速,若额定转速下的转速降落为,则该系统的静差率应该是最低转速时的静差率,即则最低转速为而调速范围为由上式可见,要求s值要求越小时,系统能够允许的调速范围也越小第三章主电路的设计与分析
3.1PWM变换器介绍脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器,简称PWM变换器PWM变换器有不可逆和可逆两类,可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种电路下面分别对各种形式的PWM变换器做一下简单的介绍和分析不可逆PWM变换器分为无制动作用和有制动作用两种图3-1(a)所示为无制动作用的简单不可逆PWM变换器主电路原理图,其开关器件采用全控型的电力电子器件电源电压一般由交流电网经不可控整流电路提供电容C的作用是滤波,二极管VD在电力晶体管VT关断时为电动机电枢回路提供释放电储能的续流回路图
3.1简单的不可逆PWM变换器电路(a)原理图(b)电压和电流波形图电力晶体管VT的基极由频率为f,其脉冲宽度可调的脉冲电压驱动在一个开关周期T内,当时,为正,VT饱和导通,电源电压通过VT加到电动机电枢两端;当时,为负,VT截止,电枢失去电源,经二极管VD续流电动机电枢两端的平均电压为,式中,——PWM电压的占空比,又称负载电压系数的变化范围在0~1之间,改变,即可以实现对电动机转速的调节图3-1(b)绘出了稳态时电动机电枢的脉冲端电压、平均电压和电枢电流的波型由图可见,电流是脉动的,其平均值等于负载电流(——负载转矩,——直流电动机在额定磁通下的转矩电流比)由于VT在一个周期内具有开关两种状态,电路电压平衡方程式也分为两阶段,即在期间,;在期间,式中,R,L——电动机电枢回路的总电阻和总电感;E——电动机的反电动势 PWM调速系统的开关频率都较高,至少是1~4kHz,因此电流的脉动幅值不会很大,再影响到转速n和反电动势E的波动就更小,在分析时可以忽略不计,视 n和E为恒值这种简单不可逆PWM电路中电动机的电枢电流不能反向,因此系统没有制动作用,只能做单向限运行,这种电路又称为“受限式”不可逆PWM电路这种PWM调速系统,空载或轻载下可能出现电流断续现象,系统的静、动态性能均差 图
3.2具有制动作用的不可逆PWM变换电路图
3.2(a)所示为具有制动作用的不可逆PWM变换电路,该电路设置了两个电力晶体管VT1和VT2,形成两者交替开关的电路,提供了反向电流的通路这种电路组成的PWM调速系统可在第I、II两个象限中运行VT1和VT2的基极驱动信号电压大小相等,极性相反,即当电动机工作在电动状态时,在一个周期内平均电流就为正值,电流分为两段变化在期间,为正,VT1饱和导通;为负,VT2截止此时,电源电压加到电动机电枢两端,电流沿图中的回路1流通在期间,和改变极性,VT1截止,原方向的电流沿回路2经二极管VD2续流,在VD2两端产生的压降给VT2施加反压,使VT2不可能导通因此,电动机工作在电动状态时,一般情况下实际上是电力晶体管VT1和续流二极管VD2交替导通,而VT2则始终不导通,其电压、电流波型如图
3.2(b)所示,与图2-1没有VT2的情况完全一样 如果电动机在电动运行中要降低转速,可将控制电压减小,使的正脉冲变窄,负脉冲变宽,从而使电动机电枢两端的平均电压降低但是由于惯性,电动机的转速n和反电动势E来不及立刻变化,因而出现的情况这时电力晶体管VT2能在电动机制动中起作用在期间,VT2在正的和反电动势E的作用下饱和导通,由E-产生的反向电流沿回路3通过VT2流通,产生能耗制动,一部分能量消耗在回路电阻上,一部分转化为磁场能存储在回路电感中,直到t=T为止在(也就是)期间,因变负,VT2截止,只能沿回路4经二极管VD1续流,对电源回馈制动,同时在VD1上产生的压降使VT1承受反压而不能导通在整个制动状态中,VT2和VD1轮流导通,VT1始终截止,此时电动机处于发电状态,电压和电流波型图3-2(c)反向电流的制动作用使电动机转速下降,直到新的稳态这种电路构成的调速系统还存在一种特殊情况,即在电动机的轻载电动状态中,负载电流很小,在VT1关断后(即期间)沿回路2径VD2的续流电流很快衰减到零,如在图2-2(d)中的期间的时刻这时VD2两端的压降也降为零,而此时由于为正,使VT2得以导通,反电动势E经VT2沿回路3流过反向电流,产生局部时间的能耗制动作用到了期间,VT2关断,又沿回路4经VD1续流,到时衰减到零,VT1在作用下因不存在而反压而导通,电枢电流再次改变方向为沿回路1经VT1流通在一个开关周期内,VT
1、VD
1、VT
2、VD1四个电力电子开关器件轮流导通,其电流波形示图3-2(d) 综上所述,具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的调速系统,电动机电枢回路中的电流始终是连续的;而且,由于电流可以反向,系统可以实现二象限运行,有较好的静、动态性能由具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的直流调速系统,电动机有两种过两种状态下电流的方向相反,即在制动状态时为
3.2整流电路三相桥式不可控整流电路及波形如图3-3所示三相桥式不可控整流电路可以看为两个三相半波不可控整流电路的组合,其中VD
1、VD
3、VD5为三个共阴极二极管的三相半波整流电路,负载R两端的电压,三个共阳极的二极管VD
4、VD
6、VD2的阴极分别接至交流电源A、B、C它们的共阳极端N至负载电阻R的负端,R2昀正端接交流电源的中点0点由于电流总是从高电位流向低电位,负载R2和VD4流至A点,负载电压UON-UOA--t/A;在cot6~cot8期间,UB最低,电流从O点经负载R2和VD6流至B点, 因此,负载上的整流电压为线电压,哪两相的线电压瞬时值最大时,哪两相的二极管就导通,整流电流从相电压瞬时值最高的那一端流出至负载,再回到相电压瞬时值最低的那一相在一个交流电源周期2n期间,三相桥式不可控整流电路的输出电压波形由六个形状相同的电压波段组成,其输出电压最大值为线电压的幅值,输出的纹波较三相半波不可控整流时要小其输出电压的平均值为三相半波不可控整流电路输出电压平均值的两倍图
3.3三相桥式不可控整流电路及波形
3.3励磁回路的选择本设计励磁电路采用三相桥式晶闸管变流装置供电,构成励磁电流闭环控制图
3.5三相桥式晶闸管变流装置三相全控桥整流电路实际上是组成三相半波晶闸管整流电路中的共阴极组和共阳极组串联电路三相全控桥式整流电路可实现对共阴极组和共阳极组同时进行控制,控制角都是在一个周期内6个晶闸管都要被触发一次,触发顺序依次为6个触发脉冲相依次相差为了构成一个完整的电流回路,要求两个晶闸管同时导通,其中一个在共阳极组,另一个在共阴极组为此,晶闸管必须严格俺编号轮流导通,其中晶闸管与按A相,晶闸管与按B相,晶闸管与按C相,晶闸管接成共阳极组和共阴极组在电路控制下,只有接在电路共阳极组中点位为最高又同时输入触发脉冲的晶闸管,以及接在电路共阴极组中电位最低而同时输入触发脉冲的晶闸管,同时导通时,才构成完整的回路如图
3.5所示由于电网电压与工作电压()常常不一致,故在主电路前端需配置一个整流变压器,以得到与负载匹配的电压,同时把晶闸管装置和电网隔离,可以起到降低或减少晶闸管变流装置对电网和电其他设备的干扰为了使元件免受在突发情况下超过其所承受的电压电流的侵害,电路中加入了过电压,过电流保护装置
3.4晶闸管的触发电路晶闸管触发电路的作用是产生符合要求的门极触发脉冲,保证晶闸管在学要的时刻由阻断转为导通晶闸管触发电路往往包括触发时刻进行控制相位控制电路、触发脉冲的放大和输出环节触发脉冲的放大和输出环节中,晶闸管触发电路应满足下列要求
(1)触发脉冲的宽度应保证晶闸管可靠导通,三相全控桥式电路应采用宽于60°或采用相隔60°的双窄脉冲
(2)触发脉冲应有足够的幅度,对户外寒冷场合,脉冲电流的幅度应增大为器件最大触发电流3~5倍,脉冲前沿的陡度也需增加,一般需达1~2A∕us
(3)所提供的触发脉冲应不超过晶闸管门极的电压、电流和功率定额,且在门极的伏安特性的可靠触发区域之内
(4)应有良好的抗干扰性能、温度稳定性及与主电路的电气隔离在本设计中最主要的是第
1、2条理想的触发脉冲电流波形如图
3.6图
3.6理想的晶闸管触发脉冲电流波形-----脉冲前沿上升时间()----强脉冲宽度---强脉冲幅值()---脉冲宽度--脉冲平顶幅值()常用的晶闸管触发电路如图
3.7它由V
1、V2构成的脉冲放大环节和脉冲变压器TM及附属电路构成的脉冲输出环节两部分组成当V
1、V2导通时,通过脉冲变压器向晶闸管的门极和阴极之间输出出发脉冲VD1和R3是为了V
1、V2由导通变为直截时脉冲变压器TM释放其储存的能量而设的为了获得触发脉冲波形中的强脉冲部分,还需适当附加其它的电路环节图
3.7触发电路晶闸管触发电路类型很多,有分立式、集成式和数字式,分立式相控同步模拟电路相对来说电路比较复杂;数字式触发器可以在单片机上来实现,需要通过编程来实现,本设计不采用由于集成电路可靠性高,技术性能好,体积小,功耗低,调试方便,所以本设计采用的是集成触发器,选择目前国内常用的KJ、KC系例,本设计采用KJ004集成块和KJ041集成块对于三相全控整流或调压电路,要求顺序输出的触发脉冲依次间隔60°本设计采用三相同步绝对式触发方式根据单相同步信号的上升沿和下降沿,形成两个同步点,分别发出两个相位互差180°的触发脉冲然后由分属三相的此种电路组成脉冲形成单元输出6路脉冲,再经补脉冲形成及分配单元形成补脉冲并按顺序输出6路脉冲本设计课题是三相全三相全控桥整流电路中有六个晶闸管,触发顺序依次为VT1—VT2—VT3—VT4—VT5—VT6,晶闸管必须严格按编号轮流导通,6个触发脉冲相位依次相差60O,可以选用3个KJ004集成块和一个KJ041集成块,即可形成六路双脉冲,再由六个晶体管进行脉冲放大,就可以构成三相全控桥整流电路的集成触发电路如图
3.8图
3.8三相全控桥整流电路的集成触发电路图
3.9KJ004的电路原理图
3.5KJ004的工作原理如图
3.9KJ004的电路原理图所示,点划框内为KJ004的集成电路部分,它与分立元件的同步信号为锯齿波的触发电路相似V1~V4等组成同步环节,同步电压uS经限流电阻R20加到V
1、V2基极在uS的正半周,V1导通,电流途径为+15V-R3-VD1-V1-地;在uS负半周,V
2、V3导通,电流途径为+15V-R3-VD2-V3-R5-R21――15V因此,在正、负半周期间V4基本上处于截止状态只有在同步电压|uS|<
0.7V时,V1~V3截止,V4从电源十15V经R
3、R4取得基极电流才能导通电容C1接在V5的基极和集电极之间,组成电容负反馈的锯齿波发生器在V4导通时,C1经V
4、VD3迅速放电当V4截止时,电流经+15V-R6-C1-R22-RP1--15V对C1充电,形成线性增长的锯齿波,锯齿波的斜率取决于流过R
22、RP1的充电电流和电容C1的大小根据V4导通的情况可知,在同步电压正、负半周均有相同的锯齿波产生,并且两者有固定的相位关系V6及外接元件组成移相环节锯齿波电压uC
5、偏移电压Ub、移相控制电压UC分别经R
24、R
23、R26在V6基极上叠加当ube6+
0.7V时,V6导通设uC
5、Ub为定值,改变UC,则改变了V6导通的时刻,从而调节脉冲的相位V7等组成了脉冲形成环节V7经电阻R25获得基极电流而导通,电容C2由电源+15V经电阻R
7、VD
5、V7基射结充电当V6由截止转为导通时,C2所充电压通过V6成为V7基极反向偏压,使V7截止此后C2经(+15V-R25-V6-地)放电并反向充电,当其充电电压uc2≥+
1.4V时,V7又恢复导通这样,在V7集电极就得到固定宽度的移相脉冲,其宽度由充电时间常数R25和C2决定V
8、V12为脉冲分选环节在同步电压一个周期内,V7集电极输出两个相位差为180°的脉冲脉冲分选通过同步电压的正负半周进行如在us正半周V1导通,V8截止,V12导通,V12把来自V7的正脉冲箝位在零电位同时,V7正脉冲又通过二极管VD7,经V9~V11放大后输出脉冲在同步电压负半周,情况刚好相反,V8导通,V12截止,V7正脉冲经V13~V15放大后输出负相脉冲说明1KJ004中稳压管VS6~VS9可提高V
8、V
9、V
12、V13的门限电压,从而提高了电路的抗干扰能力二极管VD
1、VD
2、VD6~VD8为隔离二极管2采用KJ004元件组装的六脉冲触发电路,二极管VD1~VD12组成六个或门形成六路脉冲,并由三极管V1~V6进行脉冲功率放大3由于V
8、V12的脉冲分选作用,使得同步电压在一周内有两个相位上相差的脉冲产生,这样,要获得三相全控桥式整流电路脉冲,需要六个与主电路同相的同步电压因此主变压器接成D,yn11及同步变压器也接成D,yn11情况下,集成触发电路的同步电压uSa、uSb、uSc分别与同步变压器的uSA、uSB、uSC相接RP1~RP3为锯齿波斜率电位器,RP4~RP6为同步相位
3.6脉冲变压器的设计本方案的双脉冲电路是采用性能价格比优越的、每个触发单元的一个周期内输出两个相隔60°的脉冲的电路如图
3.10中两个晶闸管构成一个“或”门当V
5、V6都导通时,uc5约为-15V,使截止,没有脉冲输出,但只要中有V
5、V6中一个截止就使得变为正电压,使得V
7、V8导通就有脉冲输出所以只要用适当的信号来控制的V5或V6截止(前后间隔60°),就可以产生符合要求的双脉冲了其中VD4和R17的作用,主要是防止双窄脉冲信号相互干扰此触发脉冲环节的接线方式为以VT1器件的触发单元而言,图
3.10电路中的Y端应该接VT2器件触发单元的X端,因为VT2器件的第一个脉冲比VT1器件的第一个脉冲滞后60°所以当VT2触发单元的V4由截止变导通时,本身输出一个脉冲,同时使VT1器件触发单元V6的管截止,给VT1器件补送一个脉冲同理,VT1器件触发单元的X端应接VT6器件触发单元的Y端依次类推,可以确定六个器件相应触发单元电路的双脉冲环节间的相互接线图
3.10同步型号为锯齿波的触发电路图
3.10中脉冲变压器TP主要用于完成触发脉冲信号的电流放大,解决触发电路与晶闸管控制极电路之间的阻抗匹配,并实现弱电回路(触发回路)和强电回路(晶闸管主电路)之间的电隔离如图可以得出TP脉冲变压器的一次侧电压U1强触发电压50V弱触发电压15V取变压器的变比K=5,脉冲宽度,脉冲变压器的磁铁材料选择DR320查阅资料可得铁心材料的饱和磁密,饱和磁场强度,剩磁磁密设计计算步骤为
(1)确定变压器的二次侧的强电压(5-1)确定变压器的二次侧的强电压(5-2)
(2)确定空载励磁电流(5-3)式中,为一般取晶闸管最大触发电流的两倍
(3)计算脉冲磁导率,选定铁心材料第四章PWM控制直流调速系统控制电路设计
4.1PWM信号发生器PWM信号发生器以集成可调脉宽调制器SG3525为核心构成,他把产生的电压信号送给两个IGBT通过改变电力晶体管基极控制电压的占空比,而达到调速的目的其控制电路如图
4.1所示.图
4.1PWM控制电路SG3525芯片的主要特点SG3525是一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片,它简单可靠及使用方便灵活,输出驱动为推拉输出形式,增加了驱动能力;内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器,有过流保护功能,频率可调,同时能限制最大占空比SG3525为美国SiliconGeneral公司生产的专用PWM控制集成电路,如图
4.2所示图
4.2SG3525芯片的内部结构它采用恒频脉宽调制控制方案,其内部包含有精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器和保护电路等调节Ur的大小,在A、B两端可输出两个幅度相等、频率相等、相位相互错开180度、占空比可调的矩形波(即PWM信号)它适用于各开关电源、斩波器的控制输出级采用推挽输出,双通道输出,占空比0-50%可调.每一通道的驱动电流最大值可达200mA灌拉电流峰值可达500mA可直接驱动功率MOS管,工作频率高达400KHz,具有欠压锁定、过压保护和软启动振荡器外部同步、死区时间可调、PWM琐存、禁止多脉冲、逐个脉冲关断等功能该电路由基准电压源、震荡器、误差放大器、PWM比较器与锁存器、分相器、欠压锁定输出驱动级,软启动及关断电路等组成,可正常工作的温度范围是0-700C基准电压为
5.1V士1%,工作电压范围很宽,为8V到35V.
4.2SG3525引脚各端子功能SG3525采用16端双列直插DIP封装,各端子功能介绍如下:1脚:INV.INPUT反相输入端:误差放大器的反相输入端,该误差放大器的增益标称值为80db,其大小由反馈或输出负载来决定,输出负载可以是纯电阻,也可以是电阻性元件和电容元件的组合该误差放大器共模输入电压范围是
1.5V-
5.2V此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上负反馈控制时,将电源输出电压分压后与基准电压相比较2脚:NI.INPUT同相输入端:此端通常接到基准电压16脚的分压电阻上,取得
2.5V的基准比较电压与INV.INPUT端的取样电压相比较3脚:SYNC同步端:为外同步用需要多个芯片同步工作时,每个芯片有各自的震荡频率,可以分别他们的4脚和3脚相连,这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步也可以使单个芯片以外部时钟频率工作4脚:OSC.OUTPUT同步输出端:同步脉冲输出作为多个芯片同步工作时使用但几个芯片的工作频率不能相差太大,同步脉冲频率应比震荡频率低一些如不需多个芯片同步工作时,3脚和4脚悬空4脚输出频率为输出脉冲频率的2倍输出锯齿波电压范围为
0.6V到
3.5V.5脚:Cr震荡电容端:震荡电容一端接至5脚,另一端直接接至地端其取值范围为
0.001uF到
0.1uF正常工作时,在Cr两端可以得到一个从
0.6V到
3.5V变化的锯齿波6脚:Rr震荡电阻端:震荡电阻一端接至6脚,另一端直接接至地端Rr的阻值决定了内部恒流值对Cr充电其取值范围为2K欧到150K欧Rr和Cr越大充电时间越长,反之则充电时间短7脚:DISCHATGERD放电端:Cr的放电由
5.7两端的死区电阻决定把充电和放电回路分开,有利与通过死区电阻来调节死区时间,使死区时间调节范围更宽其取值范围为0欧到500欧放电电阻RD和CT越大放电时间越长,反之则放电时间短8脚:SOFTSTATR软启动:比较器的反相端即软启动器控制端8端8可外接软启动电容,该电容由内部Vf的50uA恒流源充电9脚:COMPENSATION补偿端:在误差放大器输出端9脚与误差放大器反相输入端1脚间接电阻与电容,构成PI调节器,补偿系统的幅频、相频响应特性补偿端工作电压范围为
1.5V到
5.2V.10脚:SHUTDOWN关断端:10端为PWM锁存器的一个输入端,一般在10端接入过流检测信号过流检测信号维持时间长时,软起动端8接的电容C:将被放电电路正常工作时,该端呈高电平,其电位高于锯齿波的峰值电位
3.30在电路异常时,只要脚10电压大于
0.7V,三极管导通,反相端的电压将低于锯齿波的谷底电压
0.9V,使得输出PWM信号关闭,起到保护作用.11脚:OUTPUTA14脚:OUTPUTB脉冲输出端:输出末级采用推挽输出电路,驱动场效应功率管时关断速度更快.11脚和14脚相位相差1800,拉电流和灌电流峰值达200mA由于存在开闭滞后,使输出和吸收之间出现重迭导通在重迭处有一个电流尖脉冲,起持续时间约为l00ns可以在V处接一个约
0.luf的电容滤去电压尖峰12脚:GROUND接地端:该芯片上的所有电压都是相对于GROUND而言,即是功率地也是信号地在实验电路中,由于接入误差放大器反向输入端的反馈电压也是相对与12脚而言,所以主回路和控制回路的接地端应相连13脚:VC推挽输出电路电压输入端:作为推挽输出级的电压源,提高输出级输出功率可以和15脚共用一个电源,也可用更高电压的电源电压范围是
1.8V-
3.4V.15脚:+VIN芯片电源端:直流电源从15脚引入分为两路:一路作为内部逻辑和模拟电路的工作电压;另一路送到基准电压稳压器的输入端,产生
5.1士1%V的内部基准电压如果该脚电压低于门限电压Turn-off:8V,该芯片内部电路锁定,停止工作‘基准源及必要电路除外使之消耗的电流降至很小约2mA.另外,该脚电压最大不能超过35V.使用中应该用电容直接旁路到GROUND端16脚:VREF基准电压端:基准电压端16脚的电压由内部控制在
5.1V土1%可以分压后作为误差放大器的参考电压
4.
1.3SG3525的工作原理SG3525内置了
5.1V精密基准电源,微调至
1.0%,在误差放大器共模输入电压范围内,无须外接分压电阻SG3525还增加了同步功能,可以工作在主从模式,也可以与外部系统时钟信号同步,为设计提供了极大的灵活性在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能由于SG3525内部集成了软启动电路,因此只需要一个外接定时电容SG3525的软启动接入端(引脚8)上通常接一个5的软启动电容上电过程中,由于电容两端的电压不能突变,因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平,PWM比较器输出高电平此时,PWM琐存器的输出也为高电平,该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上,使之无法导通只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时,SG3525才开始工作由于实际中,基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上,而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时,误差放大器的输出将减小,这将导致PWM比较器输出为正的时间变长,PWM琐存器输出高电平的时间也变长,因此输出晶体管的导通时间将最终变短,从而使输出电压回落到额定值,实现了稳态反之亦然外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用当Shutdown(引脚10)上的信号为高电平时,PWM琐存器将立即动作,禁止SG3525的输出,同时,软启动电容将开始放电如果该高电平持续,软启动电容将充分放电,直到关断信号结束,才重新进入软启动过程注意,Shutdown引脚不能悬空,应通过接地电阻可靠接地,以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路如果输入电压过低,在SG3525的输出被关断同时,软启动电容将开始放电此外,SG3525还具有以下功能,即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止,输出都将被中止,直到下一个时钟信号到来,PWM琐存器才被复位图
4.3SG3525引脚功能第五章主电路元部件及参数计算
5.1整流变压器容量计算变压器二次侧电压的计算在一般情况下,晶闸管装置所要求的交流供电电压与电网电压往往不一致此外,为了尽量减小电网与晶闸管装置的相互干扰要求它们相互隔离,故通常要配用整流变压器这里选项用的变压器的一次侧绕组采用△联接为整流变压器的总容量,为变压器一次侧的容量,为一次侧电压为一次侧电流为变压器二次侧的容量,为二次侧电压,为二次侧的电流,为相数,以下就是各量的推导和计算过程考虑占空比为,则取考虑10%的裕量
一、二次电流计算变比考虑空载电流,取变压器容量计算设计时留取一定的裕量,可以取容量为整流变压器
5.2IGBT管的参数IGBT(InsulatedGateBipolorTransistor)叫做绝缘栅极双极晶体管这种器件具有MOS门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点其开关速度可达1mS,额定电流密度100A/cm2,电压驱动,自身损耗小其符号和波形图如图
5.1所示图
5.1IGBT信号及波形图设考虑占空比为,则因为,取倍裕量,选耐压为大致为4倍关系,故应选用大于4倍额定负载电流的IGBT为宜,因此选用以上额定电压1600V左右的IGBT设计中选的IGBT管的型号是GT40T101它的参数如下管子类型NMOS场效应管极限电压Vm1500V极限电流Im80A额定电压U220V续流二极管的选择根据得知续流二极管应选、额定电压为的二极管
5.3三相全控桥整流二极管选择二极管承受反向最大电压考虑3倍裕量,则取该电路整流输出接有大电容,而且负载也不是纯电感负载,但为了简化计算,仍可按电感计算,只是电流裕量要可适当取大些即可
5.4滤波电容C1的选择C1一般根据放电的时间常数计算,负载越大,要求纹波系数越小,一般不做严格计算,多取2000uF以上因该系统负载不大,故取,耐压取即选用电容器第六章主电路保护电路设计
6.1IGBT的保护设计在斩波电路中对斩波器的保护,实际上就是对IGBT的保护所以重要的是怎么设计好对开关管IGBT的保护方案在设计对IGBT的保护系统中,主要是针对过电流保护和开关过程中的过电压保护1IGBT的过电流保护IGBT的过流保护电路可分为2类一类是低倍数的(
1.2~
1.5倍)的过载保护;一类是高倍数(可达8~10倍)的短路保护对于过载保护不必快速响应,可采用集中式保护,即检测输入端或直流环节的总电流,当此电流超过设定值后比较器翻转,封锁所有IGBT驱动器的输入脉冲,使输出电流降为零这种过载电流保护,一旦动作后,要通过复位才能恢复正常工作IGBT能承受很短时间的短路电流,能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关,随着饱和导通压降的增加而延长如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5μs,而饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15μs,4~5V时可达30μs以上存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低,IGBT的阻抗也降低,短路电流同时增大,短路时的功耗随着电流的平方加大,造成承受短路的时间迅速减小通常采取的保护措施有软关断和降栅压2种软关断指在过流和短路时,直接关断IGBT但是,软关断抗骚扰能力差,一旦检测到过流信号就关断,很容易发生误动作为增加保护电路的抗骚扰能力,可在故障信号与启动保护电路之间加一延时,不过故障电流会在这个延时内急剧上升,大大增加了功率损耗,同时还会导致器件的di/dt增大所以往往是保护电路启动了,器件仍然坏了降栅压旨在检测到器件过流时,马上降低栅压,但器件仍维持导通降栅压后设有固定延时,故障电流在这一延时期内被限制在一较小值,则降低了故障时器件的功耗,延长了器件抗短路的时间,而且能够降低器件关断时的di/dt,对器件保护十分有利若延时后故障信号依然存在,则关断器件,若故障信号消失,驱动电路可自动恢复正常的工作状态,因而大大增强了抗骚扰能力IGBT开关过程中的过电压保护关断IGBT时,它的集电极电流的下降率较高,尤其是在短路故障的情况下,如不采取软关断措施,它的临界电流下降率将达到数kA/μs极高的电流下降率将会在主电路的分布电感上感应出较高的过电压,导致IGBT关断时将会使其电流电压的运行轨迹超出它的安全工作区而损坏所以从关断的角度考虑,希望主电路的电感和电流下降率越小越好但对于IGBT的开通来说,集电极电路的电感有利于抑制续流二极管的反向恢复电流和电容器充放电造成的峰值电流,能减小开通损耗,承受较高的开通电流上升率一般情况下IGBT开关电路的集电极不需要串联电感,其开通损耗可以通过改善栅极驱动条件来加以控制
6.2主电路过电流保护电路过电流保护采用的是在主电路中串联一个1的电阻,在其两端并联电磁继电器的线圈 过流保护信号取自电阻两端的电压, 当主电路的电流高于一定数值时,电磁继电器的开关闭合,接通低电平,该过电流信号还送到SG3525的脚10在SG3525内部由于T3基极与A端线相连,A端线由低电压上升为逻辑高电平,经过SG3525A的13脚输出为高电平,功率驱动电路输出至功率场效应管的控制脉冲消失在电路中,过流保护环节还输出一个信号到与门的输入端,当出现过流信号时,检测环节输出一低电平信号到与门的输入端,使脉冲消失,与SG3525的故障关闭功能一起构成双重保护
6.3过电压保护设计
6.
3.1交流侧过电压保护及计算压敏电阻采用由金属氧化物(如氧化锌、氧化铋)烧结制成的非线性压敏元件作为过电压保护,其主要优点在于压敏电阻具有正反向相同的陡峭的伏安特性,在正常工作时只有很微弱的电流(1mA以下)通过元件,而一旦出现过电压时电压,压敏电阻可通过高达数千安的放电电流,将电压抑制在允许的范围内,并具有损耗低,体积小,对过电压反映快等优点因此,是一种较好的过电压保护元件本设计采用三相全控桥整流电路,变压器的绕组为△—Y联结,在变压器交流侧,采用压敏电阻的保护回路,如下图
6.1所示图
6.1二次侧过电压压敏电阻保护
(1)压敏电阻的额定电压选择可按下式式中,------压敏电阻的额定电压,VYJ型压敏电阻的额定电压有100V、200V、
440、760V、1000V等;------变压器二次侧的线电压有效值,对于星形接法的线电压等于相电压,
(2)计算压敏电阻泄放电流初值,即三相变压器时(6-24)式中,------能量转换系数,;------三相变压器空载线电流有效值,
(3)计算压敏电阻的最大电压的公式为式中,------压敏元件特性系数;------压敏元件非线性系数一般在20~25之间,在取时,因此,压敏电阻额定电压取650V型压敏电阻
6.
3.2直流侧过电压保护与计算整流器直流侧在快速开关断开或桥臂快速熔断等情况,也会在A、B之间产生过电压,可以用非线性元气件抑制过电压,本设计压敏电阻设计来解决过电压时击穿后,正常工作时漏电流小、损耗低,而泄放冲击电流能力强,抑制过电压能力强,除此之外,它对冲击电压反应快,体积又比较小,故应用广泛其电路图如右图
6.2所示图
6.2压敏电阻保护电路压敏电阻的额定电压的选取可按下式计算压敏电阻承受的额定电压峰值式中为压敏电阻的额定电压;为电网电压升高系数,一般取
1.05~
1.10压敏电阻承受的额定电压峰值就是对于本设计因此,压敏电阻额定电压取300V型压敏电阻
6.4过电流保护设计过电流保护措施有下面几种,可以根据需要选择其中一种或数种
(1)在交流进线中串接电抗器或采用漏抗较大的变压器,这些措施可以限制短路短路电流
(2)在交流侧设置电流检测装置,利用过电压信号去控制触发器,使脉冲快速后移或对脉冲进行封锁
(3)交流侧经电流互感器接入过电流继电器或直流侧接入过电流继电器,可以在发生过电流时动作,断开主电路
(4)对于大容量和中等容量的设备以及经常逆变的情况,可以用直流快速开关进行过载或短路保护直流开关的应根据下列条件选择
①快速开关的额定电流额定整流电流
②快速开关的额定电压≥额定整流电压
③快速开关的分断能力直流侧外部短路时稳态短路电流平均电流平均值快速开关的动作电流按电动机最大过载电流整定式中,K为电动机最大过载倍数,一般不大于
2.7;为直流电动机的额定电流
(5)快速熔断器它可以安装在交流侧或直流侧,在直流侧与元件直接串联在选择时应注意以下问题
①快熔的额定电压应大于线路正常工作电压的有效值
②熔断器的额定电流应大于溶体的额定电流
③溶体的额定电流可按下式计算
6.
4.1三相交流电路的一次侧过电流保护在本设计中,选用快速熔断器与电流互感器配合进行三相交流电路的一次侧过电流保护,保护原理图
6.3如下图
6.3一次侧过电流保护电路
(1)熔断器额定电压选择其额定电压应大于或等于线路的工作电压本课题设计中变压器的一次侧的线电压为380V,熔断器额定电压可选择400V
(2)熔断器额定电流选择其额定电流应大于或等于电路的工作电流本课题设计中变压器的一次侧的电流熔断器额定电流因此,如图
6.3在三相交流电路变压器的一次侧的每一相上串上一个熔断器,按本课题的设计要求熔断器的额定电压可选400V,额定电流选70A
6.5斩波器的散热设计热管散热技术是当今国际较流行的散热方式,国内近年来发展较快,被人们称之为热的“超导体”,已广泛用于车辆电传动系统,热管的主要特点高效的导热性,高度的等温性,热流密度变换能力强,结构多样灵活、重量轻由于IGBT模块的开关频率高,开关损耗大,特别是对大功率IGBT模块,一般普通型材散热器难以满足要求热管散热器特别适合于这种安装底板绝缘的大功率IGBT模块散热目前适合于大功率IGBT模块的热管散热器的热阻可以达到额定标准以下第七章励磁回路元件计算和选择
7.1变压器的选择在一般情况下,晶闸管装置所要求的交流供电电压与电网电压往往不一致;此外,为了尽量减小电网与晶闸管装置的相互干扰,要求它们相互隔离,故通常要配用整流变压器,这里选项用的变压器的一次侧绕组采用△联接,二次侧绕组采用Y联接为整流变压器的总容量,为变压器一次侧的容量,为一次侧电压为一次侧电流为变压器二次侧的容量,为二次侧电压,为二次侧的电流,、为相数,以下就是各量的推导和计算过程为了保证负载能正常工作,当主电路的接线形式和负载要求的额定电压确定之后,晶闸管交流侧的电压只能在一个较小的范围内变化,为此必须精确计算整流变压器次级电压影响值的因素有1值的大小首先要保证满足负载所需求的最大电流值的2晶闸管并非是理想的可控开关元件,导通时有一定的管压降,用表示3变压器漏抗的存在会产生换相压降4平波电抗器有一定的直流电阻,当电流流经该电阻时就要产生一定的电压降5电枢电阻的压降综合以上因素得到的精确表达式为表示当控制角时,整流电压平均值与变压器次级相电压有效值之比;表示控制角为时和时整流电压平均值之比;C是与整流主电路形式有关的系数;为变压器的短路电压百分比,100千伏安以下的变压器取,100~1000千伏安的变压器取;为电网电压波动系数通常取供电质量较差,电压波动较大的情况应取较小值;表示电动机电枢电路总电阻的标么值,对容量为的电动机,通常表示主电路中电流经过几个串联晶闸管的管压降--负载电流最大值;所以表示允许过载倍数对于本设计为了保证电动机负载能在额定转速下运转计算所得应有一定的裕量根据经验所知公式中的控制角应取300为宜,,,,(其中A、B、C可以查表
7.1中三相全控桥)表
7.1变流变压器的计算系数整流电路单相双半波单相半控桥单相全控桥三相半波三相半控桥三相全控桥带平衡电抗器的双反星形
0.
90.
90.
91.
172.
342.
341.17C
0.
7070.
7070.
7070.
8660.
50.
50.
50.
707110.
5780.
8160.
8160.289以下为计算过程和结果这里可以取实际选取为标准变压器时可以通过改变线圈匝数来实现根据主电路的不同的接线方式,由表
7.1查得即得出二次侧电流的有效值从而求的、出变压器二次侧容量而一次相电流有效值,所以一次侧容量一次相电压有效值取决于电网电压所以变流变压器的平均容量为为各种接线形式时变压器次级电流有效值和负载电流平均值之比对于本设计取
0.816且忽略变压器一二次侧之间的能量损耗,故根据整流变压器的特性,即取3,所以,所以整流变压器的容量为设计时留取一定的裕量,可以取容量为整流变压器
7.2整流元件晶闸管的选型正确选择晶闸管能够使晶闸管装置在保证可靠运行的前提下降低成本选择晶闸管元件主要是选择它的额定电压和额定电流首先确定晶闸管额定电压,晶闸管额定电压必须大于元件在电路中实际承受的最大电压,考虑到电网电压的波动和操作过电压等因素,还要放宽2~3倍的安全系数,则计算公式对于本设计采用的是三相桥式整流电路,晶闸管按1至6的顺序导通,在阻感负载中晶闸管承受的最大电压,故计算的晶闸管额定电压为取再确定晶闸管额定电流,额定电流有效值大于流过元件实际电流的最大有效值一般取按此原则所得计算结果的
1.5~2倍由此可求出晶闸管的额定电流,其公式为可以取额定电流为2A本设计选用晶闸管的型号为KK-200-8额定电压VDRM800V额定电流ITAV200A门极触发电压VGT
3.5V门极触发电流IGT300mA第八章双闭环调速系统调节器的设计
8.1电流调节器的设计ACR电流调节作用的调节作用电流环由ACR和电流负反馈组成的闭环,其主要作用是稳定电流,由于ACR为PI调节器所以在稳态的时候,它的输入电压,所以在稳态的时候,的数值上假设,它的调节过程如下它可以保持电流特性不变,自动限制最大电流,能有效抑制电网电压波动的影响
1.由于ASR有输出限幅值,限幅值为,这样电流的最大值为,当时,电流环将使电流下降,调节电位器RP3的电流反馈系数或整定ASR的输出限幅值
2.能够有效地抑制电网电压波动的影响当电网电压波动引起电流波动,通过ACR的调节,使的电流很快的恢复原值,在双闭环调速系统中,电网电压波动对转速的影响很小,可以忽略
1.时间常数的测定表1各种整流电路的失控时间(f=50Hz)整流电路形式最大失控时间平均失控时间单相半波2010单相桥式105三相半波
6.
673.33三相桥式、六相半波
3.
331.671)整流装置滞后时间常数Ts由表.1知,三相桥式电路的平均失控时间Ts=
0.00167s
0.0017s
(2)电流滤波时间常数Toi三相桥式电路的每个波头的时间是
3.3ms,为了基本滤平波头,应有(1~2)Toi=
3.3ms,因此取Toi=2ms=
0.002s
(3)电流环小时间常数之和按小时间常数近似处理,取
(4)电磁时间常数的确定由前述已求出电枢回路总电感(6-1)则电磁时间常数机电时间常数
2.选择电流调节器的结构根据设计要求,并保证稳态电流无静差,可按典型I型系统设计电流调节器电流环控制对象是双惯性型的,因此可用PI型调节器,其传递函数为(8-3)式中------电流调节器的比例系数;-------电流调节器的超前时间常数检查对电源电压的抗扰性能参照附表
6.2的典型I型系统动态抗扰性能,各项指标都是可以接受的,因此基本确定电流调节器按典型I型系统设计
3.计算电流调节器的参数电流调节器超前时间常数电流开环增益要求时,取,因此(8-4)于是,ACR的比例系数为Uc为10v转速反馈系数电流反馈系数
4.校验近似条件电流环截止频率
(1)晶闸管整流装置传递函数的近似条件(8-6)满足近似条件
(1)忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件满足近似条件
(1)电流环小时间常数近似处理条件满足近似条件
5.计算调节器电阻和电容由图
6.1,按所用运算放大器取R0=40k,各电阻和电容值为取
1.6取C=,取(8-11)按照上述参数,电流环可以达到的动态跟随性能指标为,满足设计要求.附表
8.2典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系参数关系KT
0.
250.
390.
50.
691.0阻尼比
1.
00.
80.
7070.
60.5超调量0%
1.5%
4.3%
9.5%
16.3%上升时间
6.6T
4.7T
3.3T
2.4T峰值时间
8.3T
6.2T
4.7T
3.6T相角稳定裕度截止频率
0.243/T
0.367/T
0.455/T
0.596/T
0.786/T
8.2转速调节器的设计
1.确定时间常数
(1)电流环等效时间常数1/KI由前述已知,,则(8-12)
(2)转速滤波时间常数,根据所用测速发电机纹波情况,取.
(3)转速环小时间常数按小时间常数近似处理,取(8-13)
2.选择转速调节器结构按照设计要求,选用PI调节器,其传递函数式为 (8-14)
3.计算转速调节器参数按跟随和抗扰性能都较好的原则,先取h=5,则ASR的超前时间常数为(8-15)则转速环开环增益K(8-16)可得ASR的比例系数为
4.检验近似条件转速截止频率为(8-18)
(1)电流环传递函数简化条件为(8-19)满足简化条件
(2)转速环小时间常数近似处理条件为(8-20)满足近似条件5.计算调节器电阻和电容根据图
8.2所示,取,则取350(8-21)取(8-22)取(8-23)
6.校核转速超调量当h=5时,查附表
8.3典型型系统阶跃输入跟随性能指标得,,不能满足设计要求实际上,由于附表
8.3是按线性系统计算的,而突加阶跃给定时,ASR饱和,不符合线性系统的前提,应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量计算超调量附表
8.3典型II型系统阶跃输入跟随性能指标(按准则确定参数关系)h
34567891052.60%
43.60%
37.60%
33.20%
29.80%
27.20%
25.00%
23.30%
2.
42.
652.
8533.
13.
23.
33.
3512.
1511.
659.
5510.
4511.
312.
2513.
2514.2k32211111附表
8.4典型II型系统动态抗扰性能指标与参数的关系h
34567891072.20%
77.50%
81.20%
84.00%
86.30%
88.10%
89.60%
90.80%
2.
452.
702.
853.
003.
153.
253.
303.
4013.
6010.
458.
8012.
9516.
8519.
8022.
8025.85设理想空载起动时,负载系数,已知当时,由附表
8.4查得,而调速系统开环机械特性的额定稳态速降(8-24)调速系统开环机械特性的额定稳态速降为基准值,对应为额定转速根据式(8-24)计算得,(8-25)不满足要求
8.转速超调的抑制从计算得的退饱和超调量,可知不满足动态指标要求,因此需加转速微分负反馈加入这个环节可以抑制甚至消灭转速超调,同时可以大大降低动态速降在双闭环调速系统中,加入转速微分负反馈的转速调节器原理图如图
8.3所示和普通的转速调节器相比,在转速反馈环节上并联了微分电容Cdn和滤波电阻Rdn,即在转速负反馈的基础上再叠加一个带滤波的转速负反馈的基础上再叠加一个带滤波的转速微分负反馈信号含有转速微分负反馈的转速环动态结构框图如下图
8.4所示:图
8.3含有转速微分负反馈的转速环动态结构框图转速微分负反馈环节中待定的参数是和,其中转速微分时间常数,转速微分滤波时间常数是以选定,,只要确定,就可以计算出和了由工程设计方法,近似计算公式得(8-29)设理想空载起动时,负载系数,已知设计要求动态最大超调,取转速超调量为则(8-30)则微分电容滤波电阻9.再次校核动态速降根据附表
8.5,带转速微分负反馈时,转速微分时间常数相对值又因为设计要求动态最大转速降,即则上述已求出动态速降的基准值所以(8-32)参照附表
8.5可知,当时,,当时,而现在,符合上式(8-32要求可知满足要求从以上分析可得出结论,带转速微分负反馈的直流调速系统不仅使转速超调大大减小,而且大大降低动态速降心得体会通过对直流电动机调速系统设计让我对运动控制系统及电力电子这两门课程所讲述的知识内容有了更深刻的理解在设计过程中,查阅了大量的资料,不仅有关于电力电子技术方面的,也有关于电力拖动方面,通过此次设计,让我深刻地感受到了各门课程之间的联系,以及工程设计与理论计算之间的差别,也借由这次设计回顾了电力电子技术这门课程的知识自己在以后的学习过程当中应多加思考,将所学的不同学科之间的知识联系起来从搜集资料到方案设计,从写稿到反复修改,期间经历了喜悦、聒噪、痛苦和彷徨,在写作课程设计报告的过程中思绪是如此复杂,混乱如今,伴随着设计报告的最终成稿,复杂的心情烟消云散感谢包老师在课程设计过程中的指导,我的课程设计报告才能够得以顺利完成,由于本人知识浅薄,在本文中的完成过程中参考了电力电子电力电子学有关书籍,在此向本文参考资料的作者表示由衷的感谢参考文献
[1]王兆安,黄俊.电力电子技术.北京:机械工业出版社2007
[2]陈伯时.电力拖动自动控制系统.北京:机械工业出版社2008
[3]杨荫福,段善旭,朝泽云.电力电子装置及系统.北京:清华大学出版社,2006
[4]朱仁初,万伯任.电力拖动控制系统设计手册.北京:机械工业出版社,1994
[5]机械工程手册,电机工程手册编辑委员会.电机工程手册第九卷自动控制系统.北京:机械工业出版社,1982图
8.1含滤波环节的PI型转速调节器图
8.2带转速微分负反馈的转速调节器。